陳 哲

（永濟(jì)新時速電機(jī)電器公司技術(shù)中心電子所，山西 永濟(jì) 044502）

1 功率因數(shù)校正的必要性

20世紀(jì) 80年代以來，隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，電能利用正在從一次電能向二次電能快速轉(zhuǎn)換，各種電力電子裝置在機(jī)車電傳動、工業(yè)變頻、高頻弧焊機(jī)、中高頻感應(yīng)加熱、電力系統(tǒng)、軋鋼、油田、通信、家電等眾多領(lǐng)域獲得了空前的運(yùn)用，由此帶來的諧波（Harmonics）和無功（Reactive Power）問題日益嚴(yán)重。

1.1 無功功率對電網(wǎng)的不利影響

（1）無功功率會導(dǎo)致視在功率增加，導(dǎo)致設(shè)備容量增加。

（2）無功功率增加，會使線路總電流增大，從而使設(shè)備和線路損耗增加。

線路總電流增大使線路壓降增大，特別是沖擊性無功負(fù)載還會引起網(wǎng)壓劇烈波動。

1.2 諧波對電網(wǎng)的危害

（1）諧波使電網(wǎng)中的元器件產(chǎn)生附加的諧波損耗，降低發(fā)電、輸電、用電設(shè)備的效率，大量的三次諧波電流流過中線會使線路過熱甚至發(fā)生火災(zāi)。

（2）諧波影響各種電氣設(shè)備的正常工作，使電機(jī)發(fā)生機(jī)械振動、噪聲和過熱，使變壓器局部嚴(yán)重過熱，使電容器、電纜等過熱、使設(shè)備絕緣老化、壽命縮短以至損壞。

（3）諧波會引起電網(wǎng)局部出現(xiàn)并聯(lián)諧振和串聯(lián)諧振，諧振作用使諧波放大，會使上述（1）和（2）兩項(xiàng)的危害大大增加，甚至引起嚴(yán)重事故。

（4）諧波會導(dǎo)致繼電保護(hù)和自動裝置誤動作，并使電氣測量儀表計量不準(zhǔn)確。

（5）諧波會對鄰近的通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾，輕者產(chǎn)生噪聲，降低通信質(zhì)量，重者導(dǎo)致信息丟失，使通信系統(tǒng)無法正常工作。

由于公用電網(wǎng)中的諧波電壓和諧波電流對用電設(shè)備與電網(wǎng)本身都會造成很大的危害，世界許多國家發(fā)布了限制電網(wǎng)諧波的國家標(biāo)準(zhǔn)，或由權(quán)威機(jī)構(gòu)制定限制諧波的規(guī)定。如歐標(biāo)規(guī)定輸入功率為75W或以上的電器的電氣設(shè)備必須符合歐洲規(guī)范EN61000-3-2，IEC 1000-3-2標(biāo)準(zhǔn)對降低諧波電流的強(qiáng)制要求，國家認(rèn)監(jiān)委在2003年5月1日以后對電器產(chǎn)品強(qiáng)制執(zhí)行“3C認(rèn)證”標(biāo)準(zhǔn)。這些標(biāo)準(zhǔn)和規(guī)定的基本原則是限制諧波源注入電網(wǎng)的諧波電流，把電網(wǎng)諧波電壓和諧波電流限制在允許范圍內(nèi)，使接在電網(wǎng)中的電氣設(shè)備能免受諧波干擾而正常工作。

我國加入 WTO后，出口的電力電子產(chǎn)品面臨入世的嚴(yán)峻挑戰(zhàn)，為突破貿(mào)易保護(hù)的技術(shù)壁壘，獲得與國外同類產(chǎn)品同等的市場競爭地位，也同樣迫切需要可產(chǎn)品化的諧波抑制和功率因數(shù)校正（PFC）裝置設(shè)計方案[1]。

2 功率因數(shù)校正技術(shù)

功率因數(shù)（PF）是指交流輸入有功功率（P）與輸入視在功率（S）的比值。

式（1）中， I1表示輸入基波電流有效值；Irms表示輸入電流有效值；表示輸入電流失真系數(shù)；cosφ表示基波電壓和基波電流之間的相移因數(shù)。

所以功率因數(shù)可以定義為輸入電流失真系數(shù)（γ）與相移因數(shù)（cosφ）的乘積。

可見功率因數(shù)（PF）由電流失真系數(shù)（γ）和基波電壓、基波電流相移因數(shù)（cosφ）決定。cosφ低，則表示用電電氣設(shè)備的無功功率大，設(shè)備利用率低，導(dǎo)線、變壓器繞組損耗大。同時，γ值低，則表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網(wǎng)造成諧波污染。功率因數(shù)PF與總的諧波畸變率THD(Total Harmonic Distortion)的關(guān)系見式（2）。

式（2）進(jìn)一步指出了，線路電流總諧波畸變率THD對功率因數(shù)的影響，THD越大，功率因數(shù)越低。

功率因數(shù)校正技術(shù)可以分為無源和有源兩種，因?yàn)闊o源PFC的體積龐大且性能較差，因此本文只針對有源功率因數(shù)校正APFC（Active Power Factor Correction）技術(shù)做探討。

有源功率因數(shù)校正APFC技術(shù)，從其實(shí)現(xiàn)方法上來講，就是通過功率因數(shù)調(diào)節(jié)裝置，使電網(wǎng)輸入電流波形完全跟蹤電網(wǎng)輸入電壓波形的變化，并且保持輸入電流和電壓波形同相位，從而使得無論負(fù)載性質(zhì)如何，從輸入端看，負(fù)載取用的都是有功功率，使功率因數(shù)能夠接近于1（可達(dá)到99%）。

3 變換器電路拓?fù)渑cPWM控制器的選擇

有源功率因數(shù)校正（APFC），就是在整流器和負(fù)載之間接一個DC-DC變換器，應(yīng)用PWM技術(shù)，使輸入端電流波形完全模仿輸入端交流電壓波形的形狀與相位，從而把功率因數(shù)提高到0.99，即接近于 1。由于有源功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu)型式有若干種[2-3]，比選電路結(jié)構(gòu)是必要的。

3.1 有源功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu)與控制器選擇

（1）降壓式

如 UC3871，因其噪聲大，濾波困難，功率開關(guān)管上的電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動電平易浮動，故很少被采用。

（2）升/降壓式

如TDA4815、TDA4818，須用兩個功率開關(guān)管，其中一個功率開關(guān)管上的驅(qū)動控制信號浮動，電路復(fù)雜，故較少被采用。

（3）反激式

如 ML4813，輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，但只適用于150W以下小功率的應(yīng)用場合。

（4）升壓式（Boost）

如UC3854是TI公司生產(chǎn)的一款高功率因數(shù)校正集成控制電路芯片，它的峰值開關(guān)電流近似等于輸入電流，對瞬態(tài)噪聲的響應(yīng)極小，是一款理想的APFC控制芯片，其特點(diǎn)為簡單電流型控制，PF值高，總諧波失真系數(shù)THD小，效率高，并且它還具有以下優(yōu)點(diǎn)：電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容C上保持高電壓，所以電容C的體積小、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；輸入電流連續(xù)，并且在APFC開關(guān)瞬間輸入電流小，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止電壓、電流的瞬變，提高了電路的可靠性，適于較大功率的應(yīng)用，缺點(diǎn)是輸出電壓須高于輸入電壓，但升壓式變換電路對輸入電壓的適應(yīng)性強(qiáng)，特別適用于網(wǎng)壓變化范圍特別大的場合，從80～264V的全球輸入電壓范圍都能用。

本文設(shè)計的功率因數(shù)校正裝置是單相5kW，根據(jù)設(shè)計要求，選擇平均電流型模式下的升壓式電路拓?fù)浔容^適宜，控制器則相應(yīng)選擇UC3854為宜。

3.2 升壓式有源功率因數(shù)校正電路原理

升壓式功率因數(shù)校正裝置電路框圖如下圖1所示。圖1中，M為PWM控制器中的乘法器、VT為主開關(guān)器件、L為升壓儲能電感、VD為快恢復(fù)型的續(xù)流二極管、C為輸出支撐電容、Vout為輸出電壓。

電路工作原理是：

（1）接通電源，主電路輸入端得電。

（2）在抑制啟動輸入電流電路的作用下，整流橋開始給輸出電容器C充電。

（3）在輸出電容器的電壓充到250V左右時，PWM 控制器 UC3854芯片得電工作并進(jìn)入軟起動階段，同時控制電路將抑制啟動輸入電流的電路旁路（短接）掉。

（4）UC3854軟起動完成后，DC-DC變換器開始工作。

（5）PWM 控制器 UC3854，將輸入電壓、輸出電壓、負(fù)載電流的變化情況綜合（PWM 調(diào)制）后，給開關(guān)管 VT的門極驅(qū)動發(fā)一系列的脈沖信號（驅(qū)動信號需要放大），這些脈沖信號讓變換器的電流 iL波形變化模仿輸入電壓波形 Vin的變化，并使二者保持同相，達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。

對于所選擇的PWM控制芯片UC3854，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)見圖2[5]。

圖1 升壓式功率因數(shù)校正裝置框圖

圖2 PWM控制芯片UC3854的內(nèi)部結(jié)構(gòu)

UC3854的引腳定義見下表1。

表1 UC3854的引腳定義

3.3 PWM控制器UC3854的工作原理

UC3854內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖（見圖2）中，標(biāo)有A、B、C的方框是所謂的乘法器，電壓誤差放大器的輸出（在引腳7上可以測量到）是乘法器的一個輸入，稱作 A。乘法器的另一個輸入，取自整流器的輸出電壓波形，通過引腳6引入，稱作B。前饋電壓校正是通過引腳6引入的，稱作C。這三個量在乘法器里運(yùn)算后，乘法器輸出為電流Imo，它接到引腳5。這個電流Imo與實(shí)際電流值Isense（引腳4）在電流誤差放大器中進(jìn)行比較。電流誤差放大器的右側(cè)是PWM比較器。在PWM比較器里，電流誤差放大器的輸出與芯片振蕩器的輸出斜坡電壓相比較。振蕩器與PWM比較器的輸出用來驅(qū)動一個RS觸發(fā)器，RS觸發(fā)器再驅(qū)動推挽電路輸出PWM信號（腳16），用來控制主電路開關(guān)管的開斷時刻。

振蕩器的定時電容從引腳14接入，定時電阻器外接在腳12，它在UC3854中還起到乘法器的最大輸出電流限制作用。另外，芯片工作電源自腳 15引入，腳1為芯片“地”。

UC3854內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖的左上角，包含了一個欠壓鎖定比較器和一個使能比較器，它們都是滯環(huán)比較器，欠壓比較器用來監(jiān)控芯片本身工作電源的電平；使能比較器可用來控制芯片是處于工作狀態(tài)還是封鎖狀態(tài)，只有當(dāng)使能比較器的輸出都為高電平時，才允許芯片進(jìn)入工作狀態(tài)。

這兩個比較器的下方是電壓比較器。芯片中的電壓比較器實(shí)際上是電壓誤差放大器。電壓比較器的同相輸入端內(nèi)接 3V的參考電壓，反相輸入端連接到引腳11，稱作Vsence，Vsence代表的是輸出電壓。

電壓誤差放大器旁邊所接的二極管是想表示其內(nèi)部作用而不是表示其實(shí)際配置。電壓誤差放大器的同相輸入端還連到下方的軟啟動電路。這樣可以讓電壓控制環(huán)在輸出電壓達(dá)到它的工作點(diǎn)之前就開始工作，可以消除一般電源裝置深受其害的開啟超調(diào)。在引腳11與放大器反向輸入端之間所接的二極管同樣是一個理想二極管，用來消除參考電壓上是否有額外的二極管壓降的疑慮。

引腳2上提供一個緊急峰值電流限制信號，當(dāng)腳 2的電平被輕微地拉到“地”以下時，PWM 輸出信號就會被封鎖。

芯片內(nèi)置了一個 14uA電流源給軟起動電路的定時電容器CT充電。

4 主要電路參數(shù)設(shè)計

4.1 主要設(shè)計要求

（1）輸入：AC 220V±20%，50Hz±5% 。

（2）輸出：DC 400V。

（3）輸出功率：5000W。

（4）電壓調(diào)整率：≤1%，負(fù)載 10%～100%變化范圍時。

（5）效率：≥80% 。

（6）功率因數(shù)：在輸入電壓220V±20%，輸出滿載時，≥99%。

4.2 主要參數(shù)計算與選擇

（1）主開關(guān)器件VT的選擇

開關(guān)器件所承受的最大電壓為輸出直流電壓，即400V。

開關(guān)器件所承受的最大電流為線路的最大峰值電流Iline(pk)。

式（3）中，Pout為輸出功率，為 5000W；Vin(min)為最低網(wǎng)壓的有效值，為 220（1%～20%）V；η為電源效率，為0.8。

算出：Iline(pk)=50A。

根據(jù)開關(guān)器件對電壓和電流的要求，開關(guān)器件選擇單管型 IGBT器件?？紤]適當(dāng)?shù)脑６纫约霸谳^高溫度下的降額使用后，本設(shè)計選擇 1200V/150A的IGBT器件。

（2）開關(guān)頻率的選擇

開關(guān)頻率高，可以減小APFC電路的結(jié)構(gòu)尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高又會增大開關(guān)損耗，影響效率。本設(shè)計中將開關(guān)頻率選擇為30kHz，作為尺寸與效率之間的一種綜合考慮，這樣的頻率下，電感量的大小合理，尖峰失真小，電感器的物理尺寸較小，IGBT和 Boost 二極管 VD上的功率耗損也不會過多。

（3）Boost電感的計算[5]

在變換器頻率一定的情況下，電感值決定了輸入端高頻紋波的值。

線路輸入電流的最大值 Iline(pk)發(fā)生在最小網(wǎng)壓的峰值處，它的值前已算出，即Iline(pk)=50A。

升壓變換器的最大紋波電流發(fā)生在占空比為50%處，也就是當(dāng)升壓比為M=Vout/Vin=1/(1-D)=2時。

電感器紋波電流的峰峰值，通常是按照最大輸入電流值的20%來選取的，這只是經(jīng)驗(yàn)值，因?yàn)檫@通常不是高頻紋波電流的最大值。紋波電流選擇過大，就可能使變換器進(jìn)入斷續(xù)工作方式的時間在整個周期占的比例過大，為此就必須設(shè)計更大的輸入濾波器，以衰減更高頻的紋波電流。UC3854由于采用了平均電流方式控制，因此允許變換器在連續(xù)與斷續(xù)工作方式下平穩(wěn)過渡并保持性能基本不變。

電感器的電感量是根據(jù)最小網(wǎng)壓下，正弦波定點(diǎn)處的電流幅值和占空比 D，再結(jié)合開關(guān)頻率來選擇的。

式（4）、（5）中，ΔI是紋波電流的峰峰值；Vout是輸出電壓；Vin(pk)是最小網(wǎng)壓的峰值；fs是開關(guān)頻率。

由（4）、（5）上式可算出：D=0.38，L=0.31mH。

高頻紋波電流是疊加在線路電流之上的，所以峰值電感電流就是線路電流的幅值與 1/2紋波電流峰峰值的和。本設(shè)計中，已將峰值電流限制設(shè)定為120%的最大電流，即60A。因此電感器額定電流按60A選擇。

（2）升壓二級管VD的選擇

升壓二級管應(yīng)選trr小，正向壓降小且具有軟恢復(fù)特性的超快恢復(fù)二極管。二極管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值60A，并留有一定的裕度。

（3）輸出電容器的選擇

流過輸出電容器的總電流是開關(guān)紋波電流與二次諧波線路電流之和。輸出電容器的選擇應(yīng)考慮開關(guān)頻率、紋波電流值、二次諧波紋波電流、直流輸出電壓值、輸出紋波電壓值及維持時間。

輸出維持時間，在選擇輸出電容器的電容量中起主導(dǎo)作用。它是指在輸入功率已經(jīng)切斷（開關(guān)管關(guān)斷）之后，在給定的電壓范圍內(nèi)，輸出電壓能夠維持的時間長度。

維持時間是輸出電容器儲能、負(fù)載功率、輸出電壓和負(fù)載容許工作的最小電壓之間的一個函數(shù)，輸出電容值可用下面的公式計算出。

式（6）中，C是輸出電容器的值；Pout是負(fù)載功率；Vout是輸出額定電壓；Vout(min)是負(fù)載容許工作的最小電壓；ΔT是維持時間。

可計算出C=8571uF，取為9000uF。

在大多數(shù)直流輸出的開關(guān)電源設(shè)計中，維持時間的經(jīng)驗(yàn)值是每瓦1到2u之間。計算值9000uF與經(jīng)驗(yàn)值兩者是相符合的。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在搭建的一個300W實(shí)驗(yàn)裝置上，對調(diào)節(jié)裝置進(jìn)行了詳細(xì)的實(shí)驗(yàn)研究，試驗(yàn)結(jié)果見圖 3～6，以下分別對實(shí)驗(yàn)結(jié)果做出說明和分析。

圖3中的正弦波是輸入到調(diào)節(jié)裝置整流橋的輸入電壓波形。該電壓波形下的尖頂陡峭脈沖狀波形是PFC調(diào)節(jié)器尚未工作時，整流橋從電網(wǎng)取用的電流波形。從可看出該電流波形畸變得很嚴(yán)重。

圖3

圖4

圖4中的鋸齒波是UC3854內(nèi)部的時鐘振蕩器產(chǎn)生的，用來與電流誤差放大器的輸出相比較，以決定PWM調(diào)制波的寬度；圖中的方波是PFC調(diào)節(jié)器開關(guān)管門極的 PWM波，其脈沖寬度即占空比是不斷變化著的，以使線路輸入電流緊密跟蹤輸入電壓波形的變化。

圖5

圖5中幅度較高的波形是整流器輸出的正弦雙半波電壓波形，幅度較低的波形是整流器直流側(cè)經(jīng)過PFC后的線路電流波形，可看出該電流波形的包絡(luò)線已經(jīng)變?yōu)闉檎译p半波，上面疊加的高頻紋波在輸出端很容易被濾除掉[4]。

圖6中幅度較高的波形是輸入該P(yáng)FC調(diào)節(jié)裝置的交流電壓波形，幅度較低的波形是經(jīng)過PFC后，負(fù)載從輸入端取用的線路電流波形。

圖6

將圖3與圖6進(jìn)行比較，可明顯看到有了PFC后，輸入電流的波形已經(jīng)有了根本性的改變。

從圖6可以明顯看出，輸入電流波形已經(jīng)完美地模仿了輸入電壓的波形，且兩者保持同相，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正的要求。

6 結(jié)論

研究與實(shí)驗(yàn)表明，以升壓式電路拓?fù)渑cUC3854 PWM 控制芯片為基礎(chǔ)的功率因數(shù)校正裝置，功率因數(shù)校正效果好、電路結(jié)構(gòu)簡單、體積小、工作可靠，價格低，具有廣泛的應(yīng)用前景。

[1]王兆安,黃俊.電力電子技術(shù)[M].北京:機(jī)械工業(yè)出版社, 2000.

[2]葉治政,葉靖國. 開關(guān)電源[M].北京:高等教育出版社,1997.

[3]張占松,蔡宣三. 開關(guān)電源的原理和設(shè)計[M].北京:電子工業(yè)出版社,1998.

[4]李長明. EMI濾波對開關(guān)電源功率因數(shù)的影響. 通信電源技術(shù),1997(9).

[5]Philip C. TODD. UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design. Unitrode Application Note.