李 鴻，趙亞冬

（湘潭職業(yè)技術(shù)學(xué)院 湖南 湘潭 411102）

數(shù)字音頻功率放大器廣泛應(yīng)用于DVD內(nèi)置功放、汽車功放、桌面音響、計算機多媒體、大功率專業(yè)功放以及各種多通道AV功放，其高效率的特點受到了廣泛的關(guān)注。但功率普遍在200W以下，效率在85%左右，失真度指標在0．5%左右，頻響±3 dB，不能滿足人們?nèi)找嬖鲩L的對音樂品質(zhì)及節(jié)省能源的追求[1]。因此，進一步改善影響音質(zhì)的重要指標（失真度、頻響、信噪比），提高數(shù)字功放的效率非常重要。

1 數(shù)字音頻功率放大器優(yōu)化設(shè)計

目前，數(shù)字音頻功放的的基本原理如圖1所示。脈沖編碼器內(nèi)部的信號處理電路對輸入的數(shù)字音頻信號進行超采樣、噪聲整形、PWM編碼等處理輸出PWM信號。輸出的PWM信號經(jīng)驅(qū)動電路放大和箱位，驅(qū)動由場效應(yīng)管組成的開關(guān)放大電路，輸出放大的PWM信號。放大后的PWM信號經(jīng)解調(diào)濾波器還原為模擬音頻信號。

圖1 數(shù)字音頻功放組成原理框圖Fig．1 Composition principle diagram of digital audio amplifier

1.1 脈寬編碼調(diào)制器的優(yōu)化—自然采樣法脈寬調(diào)制（NPWM）

目前，數(shù)字功放的脈寬調(diào)制器普遍采用的是PCM/PWM轉(zhuǎn)換器，采用歸一化采樣法脈寬調(diào)制技術(shù)（UPWM）[2]，采樣的信號是由原始的模擬信號經(jīng)脈沖編碼過后的數(shù)字信號，在模/數(shù)轉(zhuǎn)換過程存在一定的誤差，數(shù)字信號不能100%再現(xiàn)原始信號，采樣過后的數(shù)字信號還要進行內(nèi)插和噪聲整形。因此，UPWM失真度指標較高。

1.1.1 NPWM調(diào)制技術(shù)

NPWM采用的是模擬音頻信號或數(shù)字音頻信號經(jīng)D/A變換后得到的模擬信號與三角波載波信號進行比較，得到PWM波形。波形輸出出現(xiàn)在音頻信號與載波的交點處，采樣值就是音頻信號的真實值。輸出的信號頻譜中含有音頻信號、載波信號、載波的諧波分量、音頻信號與載波以及音頻信號諧波與載波諧波相互作用得到的邊帶信號，可以通過提高載波頻率，減小邊帶信號失真，加入二階低通濾波器進行濾波，得到所需要的PWM信號[3-4]。NPWM調(diào)制過程不存在量化過程，無量化誤差產(chǎn)生，能保證音頻還原的高動態(tài)指標；NPWM處理時延短，輸入輸出均為模擬信號，能采用線性控制方法補償從輸入到輸出的各個環(huán)節(jié)產(chǎn)生的非線性和噪聲，保證還原音頻信號的高保真度。

根據(jù)調(diào)制的邊沿、產(chǎn)生的脈寬頻率形式不同，NPWM有多種采樣方式。其中，雙邊帶三電平自然采樣式脈寬調(diào)制（NBDD）調(diào)制性能、頻譜特性最好，指標更優(yōu)，采樣頻率翻倍，有利于解調(diào)濾波器和控制系統(tǒng)的設(shè)計，需要去除的頻率成分都與載波相關(guān)聯(lián)，在調(diào)制指數(shù)較低時，M和IM-component的幅度成線性關(guān)系，無用頻譜完全從組成成分中去除。因此，NBDD是NPWM調(diào)制方式的首選。

1.1.2 NPWM調(diào)制技術(shù)的實現(xiàn)

NBDD實現(xiàn)框圖如圖2所示。輸入的模擬音頻信號首先經(jīng)隔離放大器進行放大，并進行低通濾波，再與反饋回來的音頻信號一起送到誤差放大器進行誤差放大，輸出放大的誤差音頻信號。放大的誤差信號和載波信號送到脈寬調(diào)制器，進行NBDD調(diào)制產(chǎn)生PWM信號。三角波發(fā)生器產(chǎn)生高線性度的三角波信號作為載波信號，避免三角波的非線性影響PWM調(diào)制器的線性度、整機的失真度；為還原良好的音頻，PWM開關(guān)頻率不能低于200 kHz，；采用響應(yīng)速度快、功耗低、輸入偏移電壓小的高速比較器；采用輸入阻抗高、工作電流低、增益帶寬寬、上升速度快、共模抑制比良好、漂移電壓低的音頻放大器和誤差放大器。

圖2 脈寬編碼調(diào)制器實現(xiàn)框圖Fig．2 Realization block diagram of pulsewidth codingmodulator

1.2 開關(guān)放大器的優(yōu)化設(shè)計

開關(guān)放大器的效率決定數(shù)字功放的效率，理論上開關(guān)放大器的效率為100%[5]。實際工作中開關(guān)放大器中的場效應(yīng)管從導(dǎo)通到關(guān)斷、關(guān)斷到導(dǎo)通都存在一定的延遲，各極間電容的存在都將帶來一定的損耗，脈寬編碼調(diào)制信號的頻率、驅(qū)動放大器的設(shè)計也將影響損耗的大小。

1.2.1 引入死區(qū)時間（Dead-Time），減小串通損耗和C ds損耗

根據(jù)串通損耗、Cds損耗產(chǎn)生的原理，可以調(diào)整場管柵極上的驅(qū)動電壓，保證在上管完全截止后再讓下管開始導(dǎo)通，在下管完全截止后再讓上管開始導(dǎo)通。這種在兩驅(qū)動信號之間按“延遲導(dǎo)通，正常截止”的原則，加入的時間稱為死區(qū)時間[6]，引入Dead-Time，錯開兩只場管的過渡區(qū)能有效的減少串通損耗，也能減小輸出電容Cds損耗，提高開關(guān)放大器的效率，圖3分析了工作在一個開關(guān)臂上的兩個N溝場效應(yīng)管的情況。

圖3 引入Dead-time前后驅(qū)動信號對比Fig．3 Drive signal contrast before and after introducing

進入截止狀態(tài)的場管按正常時刻進入截止狀態(tài)，進入導(dǎo)通狀態(tài)的場管被滯后τ時間間隔后才開始導(dǎo)通，避免兩只場管同時處于ON-OFF過渡狀態(tài)，減小串通損耗，同時場管輸出電容Cds上存儲的能量完全釋放到負載，沒有被損耗。要注意的是Dead-Time的引入將在放大器的功率輸出端引起誤差電壓，相關(guān)聯(lián)的負載電流將產(chǎn)生誤差，使信號產(chǎn)生失真。因此在保證有效減少串通損耗和Cds損耗的同時，應(yīng)盡量選取小的Dead-Time。

Dead-Time實現(xiàn)原理如圖4所示。圖中IN為輸入脈寬調(diào)制信號，OUT上、OUT下為加入Dead-Time的脈寬調(diào)制信號。Dead-Time時間由RC乘積的倒數(shù)決定，器件采用邏輯門電路。

圖4 Dead-time實現(xiàn)原理圖Fig．4 Implementation principle diagram Dead-Time

1.2.2 合理選取載波頻率

載波頻率越高，功率放大器的開關(guān)頻率隨之升高，大大增加開關(guān)器件的開關(guān)損耗，造成功率放大器的效率下降。載波頻率越低，功率放大器的輸出高頻干擾不容易濾除，輸出波形失真大；同時采樣誤差變大，導(dǎo)致較高的總諧波失真，難達到高的保真度[7]。

一般載波信號的頻率fs和調(diào)制信號的頻率ft滿足如下關(guān)系：fs=（10～20）ft。通過實驗和測試，本優(yōu)化方案選取脈寬調(diào)制頻率約為250 kHz，250 kHz的開關(guān)頻率是失真度和效率之間一個很好的均衡。

1.2.3 場管的選取

場效應(yīng)管是開關(guān)放大器的關(guān)鍵器件，其特性直接影響數(shù)字音頻放大器的可靠性、效率、失真度等性能指標。組成開關(guān)放大器的場效應(yīng)管盡量選取同一型號，注意選取RDS（on）、時間常數(shù)、輸入電容Ciss、漏源電容CdS小的場管，輸出功率較小時采用 SO-8、D-PARK、TO-220等封裝形式，較大時選取TO-247AC封裝形式。

1.3 引入線性反饋控制技術(shù)

為減小PWM變換、Dead-Time邏輯處理、驅(qū)動、開關(guān)放大電路、LPF濾波器等引入的非線性失真和噪聲，可加入單個或多個線性反饋環(huán)路、電壓電流反饋控制CVFC等3種，本優(yōu)化設(shè)計選用電壓反饋控制技術(shù)（VFC2）。VFC2控制結(jié)構(gòu)簡單、穩(wěn)定性好，適合在數(shù)字功放中使用?？刂圃砜驁D如圖5所示。

圖5 VFC2控制技術(shù)原理框圖Fig．5 Principle diagram of VFC2 control technology

1.4 低通濾波器的優(yōu)化設(shè)計

低通濾波器的優(yōu)化設(shè)計主要是降低產(chǎn)生的損耗，進一步提高效率，通過合理選取磁芯來實現(xiàn)。比較各種磁性材料，鐵粉芯磁芯比較適合數(shù)字功放濾波使用。鐵粉芯是由碳基鐵磁粉粒和樹脂碳基鐵磁粉粒構(gòu)成，在磁粉芯中價格最低，傳導(dǎo)損耗小，飽和磁密在1．4 T左右，比鐵氧體高，相對磁導(dǎo)率在10～100。本優(yōu)化設(shè)計選擇MICROMETALS公司鐵粉芯系列的T157-2型磁芯，單位磁通量為14 nH/N2。

1.5 完善保護功能設(shè)計

保護功能的設(shè)計主要考慮電源接反、輸出與地短接、輸出短路、輸入電源電壓范圍超過了場效應(yīng)管所能承受的最大電壓、模塊內(nèi)部溫度驟升超過了場效應(yīng)管的結(jié)溫溫度。

辦法是在電源端、音頻輸出端分別引入電流檢測電路，當有誤操作發(fā)生時，電流將急速增加，檢測電路實時檢測，當超過判決門限時發(fā)出保護信號實施保護。實現(xiàn)框圖如圖6所示。圖中R1為功率型精密電阻，串聯(lián)在電源線或輸出功率線之間。阻值的設(shè)定由保護電流值及三極管的基極、發(fā)射極導(dǎo)通電壓來確定，一般為數(shù)個幾十毫歐的電阻并聯(lián)。V1為NPN型三極管，選取時應(yīng)注意VCE耐壓值要大于電源電壓值。電阻R2、R3為分壓電阻，以提供合適的電壓，輸出保護信號。利用熱敏電阻實現(xiàn)對溫度的檢測，將熱敏電阻放置在場效應(yīng)管的周圍，通過一個分壓電阻連接在低電壓電源和地之間。當溫度升高時，熱敏電阻阻值發(fā)生變化，和分壓電阻分壓產(chǎn)生保護信號輸出。產(chǎn)生的保護信號統(tǒng)一送到驅(qū)動器的控制使能端，控制調(diào)制信號的產(chǎn)生，關(guān)閉開關(guān)放大器，模塊進入保護狀態(tài)，輸出保護指示。

圖6 電流檢測電路實現(xiàn)框圖Fig．6 Realization diagram of current detection circuit

2 高效數(shù)字音頻功率放大器的實現(xiàn)

根據(jù)上述優(yōu)化設(shè)計方案，研制開發(fā)出一款高效數(shù)字音頻功率放大器的原理框圖如圖7所示（圖中僅示出一個通道）。

圖7 高效數(shù)字功率放大器實現(xiàn)原理框圖Fig．7 Realization principle diagram for efficient digital amplifier

采用兩個獨立的通道，可單獨、同時或橋接成一個通道完成信號的數(shù)字處理和功率放大。每個通道都可以在半橋、全橋工作模式下工作。開關(guān)放大器的供電電壓為±120 V，前級數(shù)字處理部分的供電電壓為±15 V，驅(qū)動部分的供電電壓為懸浮于-120 V的12 V的電壓。

輸入的模擬音頻信號經(jīng)隔離放大器進行放大，同時進行低通濾波。低通濾波器采用二階Butterworth低通濾波器，截止頻率37 kHz，3 dB帶寬22 kHz。濾波過后的信號與反饋回來的音頻信號一起送到誤差放大器進行誤差放大，輸出放大的誤差音頻信號，音頻放大器和誤差放大器選用Harris公司的CA5470。將放大的誤差信號和載波信號送到脈寬調(diào)制器，進行NBDD調(diào)制產(chǎn)生PWM信號。載波信號是由三角波發(fā)生器產(chǎn)生的高線性度的模擬三角波信號，頻率為230～280 kHz可調(diào)。反相器采用Harris公司的CA4069。PWM信號插入Dead-Time后送到浮動電源和自舉相結(jié)合的美國IR公司開發(fā)的IR2110驅(qū)動器進行預(yù)放大，放大了的PWM信號驅(qū)動由場效應(yīng)管（選用IR公司的IRFP264N）組成的半橋開關(guān)放大器進行功率放大，輸出功率PWM信號，送到Butterworth低通濾波器還原出模擬音頻信號，同時被采樣作為反饋信號送到誤差放大器。

該音頻功率放大器各項技術(shù)指標接近于世界專業(yè)功放水平，音質(zhì)接近模擬功放。半橋單通道輸出功率達到1 000W，橋接成全橋輸出功率達到2 000W，失真度優(yōu)于0．05%，信噪比大于110 dB，效率達到93%。

3 結(jié) 論

雙邊帶三電平自然采樣法脈寬調(diào)制技術(shù)的引入，提高了整機的失真度指標，降低了低通濾波器設(shè)計階數(shù)、改善了信噪比；Dead-Time技術(shù)的引入減小了開關(guān)放大器的串通損耗和漏源電容損耗，提高了整機效率；負反饋的引入減小了系統(tǒng)引入的非線性失真和噪聲。優(yōu)化設(shè)計后，大大提高了電源的利用率，數(shù)字功放功率更大、體積更小，音質(zhì)更加完美，相比模擬功放更具優(yōu)勢。

[1]朱高峰，吳黎明，王桂棠，等．D類音頻功率放大器的關(guān)鍵技術(shù)[J]．聲學(xué)技術(shù)，2006，25（5）：452-454．

ZHU Gao-feng，WU Li-ming，WANG Gui-tang，et al．Key techniques of class D audio power amplifier[J]．Technical Acoustics，2006，25（5）：452-454．

[2]Kobayashi H，Hinrichs JM，Asbeck P M．Current mode class D power amplifiers for high efficiency RF application[J]．IEEE Transactions on Microwave Theory and techniques，2001，49（12）：2480-2485．

[3]Smedley KM， Cuk S．One-cycle controlofswitching converters[C]//．IEEE Power Electronies Specialists Conference，1991：1173-1180．

[4]Kazimierezuk MK， Szaraniec W．DC/DC converter with class D inverter and class E rectifier[J]．IEEE Transaction on Circuits and Systems，1990，1（1）：200-203．

[5]Martin J D．Theoretical efficiencies of elass D power amplifiers[J]．Proc．IEE， 1970，117（6）．

[6]應(yīng)建華，付增功，周歡歡．D類音頻功率放大器中的死區(qū)控制電路設(shè)計[J]．華中科技大學(xué)學(xué)報：自然科學(xué)版，2008，36（10）：98-101．

YING Jian-hua，F(xiàn)U Zeng-gong，ZHOU Huan-huan．Design of dead time control circuit fora class D audio power amplifier[J]．Journal of Huazhong University of Science and Technology：Nature Science Edition，2008，36（10）：98-101．

[7]Lee JW， Lee J S， Lee G S，et al．A 2W BTL single-chip class-d power amplifier with very high efficiency for audio applications[J]．IEEE Transactions on Circuits and Systems，2000（5）：493-496．