顧菘

（電子科技大學(xué)中山學(xué)院，廣東中山528402）

高速數(shù)字系統(tǒng)中，由于反射、串?dāng)_、輻射和電磁干擾等問(wèn)題導(dǎo)致邏輯信號(hào)的失真，對(duì)系統(tǒng)性能造成很嚴(yán)重的影響，對(duì)高速數(shù)字電路的信號(hào)完整性考慮是必不可少的。目前，國(guó)內(nèi)外有關(guān)信號(hào)完整性工程和研究還是一門尚未成熟的學(xué)科，其分析方法和實(shí)踐都沒(méi)有很好地完善，還處于不斷的探索階段。但如何建立PCB板級(jí)的信號(hào)完整性模型，并能夠通過(guò)模型在電路設(shè)計(jì)之初發(fā)現(xiàn)相關(guān)問(wèn)題是本課題的關(guān)鍵所在。在本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)中，SDRAM等器件的工作頻率已經(jīng)達(dá)到了100 MHz，信號(hào)噪聲和傳輸延時(shí)可能已經(jīng)不能再被忽略，這些延時(shí)極有可能導(dǎo)致信號(hào)時(shí)序發(fā)生混亂，以致于整個(gè)系統(tǒng)的失敗。

1 信號(hào)完整性的起因

信號(hào)完整性指的是在信號(hào)線上的信號(hào)質(zhì)量。信號(hào)完整性問(wèn)題是由于不斷減小的信號(hào)上升與下降時(shí)間引起的。眾所周知，PCB板上的每根導(dǎo)線都存在電容、電感和與頻率相關(guān)的電阻。在低頻電路設(shè)計(jì)中，這些都可以忽略，但當(dāng)頻率足夠高時(shí)，這些寄生參數(shù)產(chǎn)生的瞬間阻抗會(huì)引起信號(hào)波形的失真、干擾等，使系統(tǒng)性能下降。從理論上說(shuō)，當(dāng)傳輸信號(hào)的信號(hào)線的長(zhǎng)度大于該信號(hào)上升時(shí)間的1/6時(shí)，信號(hào)在信號(hào)線上的延遲時(shí)間大于信號(hào)的跳變時(shí)間，這條信號(hào)線就轉(zhuǎn)變?yōu)榫哂懈哳l效應(yīng)的傳輸線。對(duì)于高速電路有一個(gè)比較流行的定義：當(dāng)數(shù)字邏輯電路的頻率達(dá)到或超過(guò)45 MHz且工作在這個(gè)頻率之上的電路占整個(gè)電路的1/3以上時(shí)就稱為高速電路。但在當(dāng)今的高速電路設(shè)計(jì)中，即使是一些工作在20MHz頻率的產(chǎn)品，仍然有可能會(huì)碰到一些相類似的問(wèn)題[1]。由于此時(shí)的導(dǎo)線已經(jīng)成為一種被耦合到其周圍所有事物的元素，所傳輸?shù)男盘?hào)并不被完全地包含在其自身的導(dǎo)線中，而是被其周圍所有局部電磁場(chǎng)作用，圍繞在導(dǎo)線表面。一根沒(méi)有合理匹配的傳輸線會(huì)導(dǎo)致信號(hào)波形的失真，嚴(yán)重的會(huì)造成定時(shí)錯(cuò)誤，系統(tǒng)誤工作，甚至引起系統(tǒng)崩潰。

2 信號(hào)完整性的分類

信號(hào)完整性問(wèn)題主要包括反射（reflection）和串?dāng)_（crosstalk）等。反射是由于信號(hào)源端和負(fù)載端阻抗不匹配而引起的；而串?dāng)_就是信號(hào)線之間的耦合問(wèn)題，信號(hào)線之間的互感互容導(dǎo)致了傳輸線上的噪聲。本文著重分析反射對(duì)信號(hào)完整性的影響。

3 反射的理論分析

信號(hào)Vi從源端經(jīng)傳輸線傳輸至負(fù)載端。源端輸出阻抗為Zs，傳輸線特征阻抗為Z0，負(fù)載端阻抗為ZL。如圖1所示。由于源端和負(fù)載端阻抗不匹配，信號(hào)的一部分由負(fù)載端反射至源端。其中反射系數(shù)決定了被反射回去的信號(hào)大小。

反射系數(shù)：

由上可以看出，當(dāng)傳輸線終端連接一個(gè)正好等于其特征阻抗的值時(shí)（即ZL=Z0時(shí)），反射系數(shù)為0，信號(hào)無(wú)反射的終接到地；當(dāng)負(fù)載開路或短路時(shí)（即ZL=0或ZL為無(wú)窮大時(shí)），反射系數(shù)為1或-1，信號(hào)將無(wú)損地從負(fù)載端反射到源端。同理，當(dāng)信號(hào)被反射至源端后，若源端阻抗與傳輸線特征阻抗也不匹配，信號(hào)就會(huì)產(chǎn)生二次反射。以此類推，信號(hào)將在源端和負(fù)載端來(lái)回反射，直到最后形成直流穩(wěn)態(tài)。

網(wǎng)格圖是用于解決帶線性負(fù)載傳輸線上多次反射的方法。如果在系統(tǒng)中存在非線性負(fù)載或源時(shí)，Bergeron圖將能夠更準(zhǔn)確的表達(dá)反射的過(guò)程。以下通過(guò)一個(gè)基于DSP的指紋識(shí)別系統(tǒng)的電路設(shè)計(jì)實(shí)例，講述Bergeron圖的應(yīng)用和反射對(duì)信號(hào)完整性的影響。

4 反射的實(shí)例應(yīng)用

本例所采用的DSP芯片為TI公司的TMS320C6711，時(shí)鐘頻率為150 MHz。其中時(shí)鐘信號(hào)的質(zhì)量對(duì)整個(gè)系統(tǒng)起了決定性的作用。晶振由倍頻器產(chǎn)生150 MHz時(shí)鐘信號(hào)后，利用TI公司的SN74CBTD3384芯片進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換，輸入至DSP中，如圖2所示。

圖2 電路模型Fig.2 Circuit model

以下是計(jì)算所需的公式：

TD=為光速

假設(shè)PCB板的介電系數(shù)εr=4.8，PCB板布線線寬為W=5mil，厚度為t=1 mil，板層第一層高H=12.6 mil，時(shí)鐘信號(hào)由微帶線傳輸，傳輸線長(zhǎng)度x=4 000 mil。由公式（2）中可計(jì)算得傳輸線特征阻抗為95 Ω。從芯片資料中可以查出SN74CBTD3384輸出阻抗ZS=35 Ω，DSP的CLKIN輸入阻抗遠(yuǎn)大于傳輸線特征阻抗。由公式（1）可得源端反射系數(shù)為-0.46，負(fù)載端反射系數(shù)為1。再由公式（2）中計(jì)算得傳輸線延遲時(shí)間TD=602 ps。由于系統(tǒng)存在非線性負(fù)載，此處用Bergeron圖計(jì)算每次反射的大小。由TI公司提供的IBIS模型（I/O BufferInformation Specification）中可知DSP的CLKIN引腳的輸入I/V曲線[2]，畫出Bergeron圖和非線性負(fù)載反射圖，如圖3所示。當(dāng)傳輸線阻抗大于源端阻抗時(shí)的傳輸線稱為過(guò)載傳輸線；而當(dāng)傳輸線阻抗小于源端阻抗時(shí)的傳輸線稱為欠載傳輸線。從圖中可以看出，過(guò)載傳輸線的多次反射會(huì)產(chǎn)生振鈴效應(yīng)。

圖3 Bergeron圖和非線性負(fù)載反射圖Fig.3 Bergeron diagram and non-liner load reflection map

5 消除反射的方法

反射對(duì)高速數(shù)字系統(tǒng)的性能有重要的負(fù)面影響。為了盡量消除反射對(duì)系統(tǒng)的負(fù)面影響，通常采用3種方法。

1）降低系統(tǒng)的頻率，使信號(hào)在傳輸線上的反射在下一個(gè)信號(hào)到達(dá)之前達(dá)到穩(wěn)態(tài)。這種方法一般采用在對(duì)系統(tǒng)速度要求不高的電路設(shè)計(jì)中。

2）縮短PCB板的走線長(zhǎng)度，使反射達(dá)到穩(wěn)態(tài)的時(shí)間更短。這點(diǎn)固然是每個(gè)設(shè)計(jì)人員在布線時(shí)所必須考慮的因素，但這樣會(huì)增加PCB板的層數(shù)，從而增加設(shè)計(jì)成本。另外，在某些特定情況下，縮短走線長(zhǎng)度幾乎是不可能的。

3）在傳輸線上端接無(wú)源元件，實(shí)現(xiàn)傳輸線與負(fù)載或源端間的阻抗匹配，使源端或負(fù)載端的反射系數(shù)為0或走近于0，從而在源端或負(fù)載端消除反射。這種方法無(wú)論在理論上或是實(shí)踐中，都是消除反射的首選方案。

6 PCB板設(shè)計(jì)過(guò)程中的仿真分析

在本文的電路設(shè)計(jì)中，采用了上述的第三種方案。并針對(duì)源端和終端兩種端接形式作了仿真與比較[3]，圖4所示為源端匹配和終端匹配在不同電阻值時(shí)信號(hào)經(jīng)多次反射在負(fù)載端的仿真波形。源端匹配即在源端串接電阻，使源端阻抗和電阻的總和大致等于傳輸線的特征阻抗，消除源端反射。而終端匹配即在負(fù)載端與地（或電源）之間并接電阻，使負(fù)載端阻抗大致等于傳輸線特征阻抗，消除負(fù)載端反射。

圖4 仿真波形Fig.4 Waveform of simulation

從圖中可以看出：

1）用源端匹配時(shí)，當(dāng)匹配電阻R=0時(shí)，源端和負(fù)載端的很強(qiáng)的過(guò)沖和振蕩現(xiàn)象，這和以上用Bergeron圖計(jì)算的結(jié)果大致相似。隨著匹配電阻的增大，振蕩逐漸減小。但當(dāng)匹配電阻過(guò)大時(shí)，信號(hào)上升時(shí)間拉長(zhǎng)。其中，匹配電阻為40 Ω時(shí)，信號(hào)質(zhì)量最好。

2）用終端匹配時(shí)，隨著匹配電阻的減小，振蕩逐漸減小，但由于穩(wěn)態(tài)電壓由源端電阻和負(fù)載電阻之間的分壓確定，因此穩(wěn)態(tài)電壓也逐漸減小，而DSP的高電平輸入最小電壓為2 V，所以匹配電阻為40 Ω時(shí)，信號(hào)質(zhì)量最好[6]。

7 串?dāng)_的影響

另外，在高速電路中串?dāng)_現(xiàn)象也很嚴(yán)重。PCB板層的參數(shù)、信號(hào)線間距、源端和負(fù)載端的電氣特性等都對(duì)串?dāng)_有一定的影響。增大兩條傳輸線之間的距離，使傳輸線緊密地與地面進(jìn)行耦合等等都能夠減少串?dāng)_的影響[1，5]。

8 信號(hào)完整性在實(shí)際應(yīng)用中的經(jīng)驗(yàn)

終端匹配可以消除緩沖器阻抗相關(guān)的未知變量，它的缺點(diǎn)在于電路中大部分的直流電流被分流到地，這加大了功率輸出和發(fā)熱問(wèn)題。而源端匹配可以很好地消除反射造成的振鈴和過(guò)沖效應(yīng)，它的缺點(diǎn)在于電阻增加了板的成本并占用有效的PCB板面積。因此，在高速電路設(shè)計(jì)中，通常采用源端匹配技術(shù)。通常情況下，100～200 MHz的信號(hào)頻率其匹配電阻為30～50 Ω。當(dāng)然，還有其他匹配技術(shù)，如在負(fù)載端使用串聯(lián)電容和電阻的方式消除反射等等，這些方法都各有其優(yōu)缺點(diǎn)。合理的布線對(duì)解決信號(hào)完整性問(wèn)題也顯得尤為重要。

本系統(tǒng)中，在頻率大于100 MHz的信號(hào)線上均采用了源端匹配技術(shù)有效消除了反射造成的噪聲影響；在每個(gè)器件的電源和接地引腳間均加入了去耦電容。在不違背一般原則的前提下，利用現(xiàn)有的布線經(jīng)驗(yàn)和一些信號(hào)完整性的仿真結(jié)果來(lái)約束和指導(dǎo)布線。

9 結(jié)論

本文結(jié)合系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的實(shí)例，對(duì)高速信號(hào)傳輸?shù)男盘?hào)完整性問(wèn)題作了較為詳細(xì)的論述。通過(guò)建立信號(hào)完整性模型，并利用模型仿真結(jié)果進(jìn)行信號(hào)完整性設(shè)計(jì)[4]，從而大大減小了開發(fā)周期和開發(fā)成本，對(duì)嵌入式電路設(shè)計(jì)人員的電路設(shè)計(jì)有較強(qiáng)的參考價(jià)值。

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