無錫機電高等職業(yè)技術(shù)學校 徐良芝

感應加熱的過程中，工作溫度不斷變化，負載線圈的電參數(shù)將隨時間而變化，這將使逆變器偏離最佳工作點，因而不僅使逆變橋開關(guān)管MOSFET的關(guān)斷電流增大，進而引起關(guān)斷損耗增大，而且當逆變器工作點高于負載諧振點較遠時，在一定Q值下，還會使負載阻抗增大，逆變器的功率容量不能充分利用。為了實現(xiàn)逆變器開關(guān)器件的零電流或零電壓開關(guān)，需要逆變器始終工作在功率因數(shù)接近或等于1的準諧振或諧振狀態(tài)，這就需要頻率跟蹤電路來實現(xiàn)。感應加熱電源的頻率跟蹤主要通過鎖相環(huán)電路來實現(xiàn)，本文分析設計利用鎖相環(huán)專用芯片CD4046實現(xiàn)頻率跟蹤。

一、鎖相環(huán)的基本原理和CD4046結(jié)構(gòu)

鎖相的意義是相位同步的自動控制，能夠完成兩個電信號相位同步的自動控制閉環(huán)系統(tǒng)叫做鎖相環(huán)（Phase Locked Loop-PLL）。它廣泛應用于廣播通信、頻率合成、自動控制及時鐘同步等技術(shù)領域。高頻感應加熱電源為了能夠?qū)崿F(xiàn)逆變電流與電壓的同步，提高工作效率和可靠諧振，同時實現(xiàn)開關(guān)器件的軟開關(guān)，必須要能夠很好地實現(xiàn)頻率跟蹤。

鎖相環(huán)主要由鑒相器（PD）、壓控振蕩器（VCO），低通濾波器（LDF）三部分組成，如圖1所示。

圖1 鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)框圖

CD4046是通用的CMOS鎖相環(huán)集成電路，其特點是電源電壓范圍寬（為3V－18V），輸入阻抗高（約100MΩ），動態(tài)功耗小，在中心頻率f0為10kHz下功耗僅為600μW，屬微功耗器件。

二、CD4046鎖相環(huán)控制的實現(xiàn)

圖2（a）是串聯(lián)諧振式感應加熱電源逆變器的基本原理圖。它包括直流電壓源，開關(guān)T1～T4和RLC串聯(lián)諧振負載。圖4-8（b）是串聯(lián)諧振負載，由電感L、電容C和負載等效電阻R組成。

在逆變器的控制中，使逆變器的開關(guān)頻率始終跟蹤串聯(lián)負載諧振頻率，就可以實現(xiàn)零電流開關(guān)要求，因此，我們選用雙極性控制方式，即開關(guān)管T1和T4、T2和T3同時開通和關(guān)斷，其開通時間不超過半個開關(guān)周期，即它們的開通角小于180°。

逆變系統(tǒng)控制電路原理框圖如圖3所示。從圖中可以看出，逆變電路可以工作在他激和自激兩種狀態(tài)。當逆變電路工作在他激狀態(tài)時，控制信號從他激信號發(fā)生器發(fā)出，電路工作頻率固定，由他激信號發(fā)生器控制。當逆變電路工作在自激狀態(tài)時，電路的輸出電流信號經(jīng)過電流互感器采樣，通過波形變換把正弦波變成方波，然后方波信號經(jīng)單穩(wěn)態(tài)電路防止干擾，接著送到頻率跟蹤電路，使得開關(guān)管的工作頻率能夠跟蹤電流反饋信號。工作在自激狀態(tài)時，逆變電路的工作頻率由負載本身的固有頻率決定。

圖2 串聯(lián)諧振逆變器原理圖及負載電路

圖3 逆變控制電路原理框圖

圖4 限幅和單穩(wěn)態(tài)電路

圖5 頻率跟蹤電路

圖6 自激狀態(tài)下鎖相環(huán)控制圖

圖7 信號的延時補償

圖8 控制信號的補償電路與各點波形

1.限幅、整形和單穩(wěn)態(tài)電路

如圖4所示，從電流互感器CT取出的反饋信號，通過電阻R1引入控制電路。引入控制電路的信號跟負載電流的大小，電流互感器的變比以及取樣電阻R1的大小有關(guān)。在實際應用中，這個引入控制電路的信號可能會超過CMOS器件的最大工作電壓而導致器件的損壞，因而有必要在這個信號后面加一個限幅電路。二極管D1及D2就起到這個作用。電流反饋信號近似正弦波，經(jīng)過D1及D2和比較器以后，生成占空比為50%的方波信號。

電路在工作過程中不可避免地受到各種各樣的外部干擾，加上其本身元器件的分布參數(shù)，使得電流反饋信號并不是理想的波形。由于CD4046鎖相環(huán)用的是邊沿觸發(fā)，如果前面的方波信號不好，會導致后級頻率跟蹤電路跟蹤失敗，從而導致了電路無法正常工作。所以，在電路中必須加入一個具有特定功能的電路，將有干擾的波形重新整形，然后輸入后一級電路。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器4098就實現(xiàn)這種功能，它在外部脈沖的作用下，輸出具有特定寬度和幅值的矩形脈沖，經(jīng)過一定時間，又自動回復到初始狀態(tài)。

2.頻率跟蹤電路

由電路的負載特性分析可知，電路的負載不是固定的負載。當電壓升高，功率增大以后，負載固有的自然諧振頻率會發(fā)生改變。這個時候如果逆變電路工作在開環(huán)狀態(tài)下，由于電路的工作頻率偏離了負載的自然諧振點，這就使得電路的輸出功率不能隨著直流母線電壓的升高而同步升高，輸出功率達不到要求。因此，必須使得逆變電路工作在閉環(huán)狀態(tài)，實現(xiàn)頻率的自動跟蹤。

頻率跟蹤電路如圖5所示。電路啟動的時候，先斷開控制電路，此時電流反饋信號沒有建立，逆變電路不能工作在自激狀態(tài)。開機后，電流反饋信號為0，比較器U1B輸出為高電平，電子開關(guān)4066導通，Vcc通過R4與RP1分壓以后供給4046的壓控振蕩器輸入端，這個電壓用來控制壓控振蕩器的頻率，調(diào)節(jié)RP1，就可以得到他激電路所需要的頻率。一般都把他激信號發(fā)生器的輸出頻率調(diào)得跟負載的自然諧振頻率相差不大，這樣有利于電流反饋快速建立，讓逆變電路盡快進入自激工作狀態(tài)。

在主電路開機時，可控整流電路輸出電壓調(diào)得比較低，這時候電流反饋信號比較小，隨著直流母線電壓慢慢升高，電流反饋信號逐步增大。在這個信號經(jīng)過半波整流后得到的直流電平（C3上的電壓）沒有超過R2兩端電壓以前，電路還是工作在他激狀態(tài)。當電流反饋信號達到一定值使得C2上的電壓超過了R2兩端電壓后，比較器U1B輸出為低電平，把4066關(guān)斷，RP1分壓為0，沒有辦法通過二極管影響壓控振蕩器，這樣壓控振蕩器的電壓就由低通濾波器提供，逆變器工作在自激狀態(tài)。由于電容C2的存在，使得電路在他激轉(zhuǎn)自激的過程中，能夠平穩(wěn)地過渡，不至于出現(xiàn)壓控振蕩器輸入為0的情況。

當逆變器工作在自激狀態(tài)，其工作頻率隨著負載自然諧振頻率的變化而變化。此時從前面的單穩(wěn)態(tài)電路引入電流反饋信號，讓鎖相環(huán)輸出的方波頻率跟蹤輸出電流的頻率。在這種狀態(tài)下，鎖相環(huán)的控制框圖如圖6所示。相位比較器PD2輸出為兩個信號的相位差，經(jīng)過低通濾波器（LPF）以后，得到了反映兩個輸入信號上升時間差的直流電壓，然后送入壓控振蕩器（VCO），將VCO的輸出信號延遲△t時刻送到PD2中，與電流反饋信號進行相位比較。PD2進入鎖相工作以后，電流反饋信號和延遲電壓驅(qū)動信號的上升沿就被鎖相至同步。

在自激信號發(fā)生器的設計過程中，沒有考慮電路信號傳輸中的延時。實際上控制電路、驅(qū)動電路以及芯片都有延時，因此，電路的延時不能忽略。延時導致負載的輸出電壓滯后于輸出電流δ角度，負載工作于容性狀態(tài)，如圖7所示。由于存在延時，工作在容性狀態(tài)時的開關(guān)管軟開關(guān)條件就被破壞了，導致開通損耗大大增加。圖8是由反相器和RCD充放電電路組成的信號補償電路及其波形。

當輸入到R、L、C上的電壓與電阻R上的電流波形有相位差時，通過調(diào)節(jié)電位器Rp使負載電流與輸入電壓同步。

3.鎖相環(huán)參數(shù)選擇

圖9 補償電路輸入輸出波形

圖10 逆變器兩端電壓與輸出電流波形

本文中感應加熱電源頻率為300KHz，故鎖相范圍定為200KHz～400KHz，即由公式4.1和4.2得到：

選定實驗參數(shù)后，測得補償電路和逆變器輸出波形分別如圖9和10所示，逆變器工作在近似感性狀態(tài)，有利于開關(guān)器件的軟關(guān)斷。

基于CD4046的頻率跟蹤控制電路簡單、實現(xiàn)方便，只要設定好上限頻率和下限頻率即可。但由于采用的是模擬電路的形式，系統(tǒng)電路一旦固定下來就很難再改變，即難以進行寬范圍頻率變化系統(tǒng)的跟蹤系統(tǒng)設計。

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