王利君

（重慶郵電大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院，重慶 400065）

0 引言

現(xiàn)如今OFDM技術(shù)在無線領(lǐng)域中已經(jīng)非常成熟且得到廣泛應(yīng)用，已經(jīng)成為一些通信領(lǐng)域中的標(biāo)準(zhǔn)。近幾年隨著高速率、大容量的通信需求和DSP芯片技術(shù)的發(fā)展，OFDM技術(shù)已經(jīng)應(yīng)用到光通信領(lǐng)域。光OFDM可以有效地抵抗光纖傳輸鏈路中顏色色散、偏振模色散等影響，并可以提高系統(tǒng)的頻譜利用率[1]。為了適應(yīng)光纖通信中長距離、大容量傳輸，將相干檢測與OFDM技術(shù)相結(jié)合，即相干光正交頻分復(fù)用（CO-OFDM）技術(shù)現(xiàn)以成為下一代光傳輸系統(tǒng)研究的熱點(diǎn)。由于OFDM對載頻偏移和相位噪聲十分敏感，它們可以引起公共相位誤差（CPE）或子載波間干擾（ICI）[2]。而在相干光通信中，相位噪聲是最主要的噪聲源，所以在CO-OFDM系統(tǒng)中相位估計(jì)十分重要。

1 CO-OFDM系統(tǒng)模型介紹

CO-OFDM系統(tǒng)如圖1所示，該系統(tǒng)采用直接上/下變頻，可以在發(fā)送端和接收端省去光帶通濾波器[3]。

由圖1可見，CO-OFDM系統(tǒng)由5部分組成：a部分為射頻OFDM發(fā)送端（RF OFDM Transmitter）；b部分為電光上變頻器（RF-to-optical Upconverter），以及光纖鏈路標(biāo)準(zhǔn)單模光纖（SMF）；c部分為光電下變頻器（Opti?cal-to-RF Upconverter）；d部分為射頻OFDM接收端（RF OFDM Receiver）?；就ㄐ胚^程為：首先二進(jìn)制數(shù)據(jù)進(jìn)入射頻OFDM發(fā)送端，經(jīng)過串并變換、QAM調(diào)制、添加導(dǎo)頻、逆傅里葉變換、循環(huán)前綴添加、數(shù)模轉(zhuǎn)換等處理后形成基帶OFDM信號(hào)。基帶OFDM信號(hào)經(jīng)過電光上變頻器輸出光OFDM信號(hào)。經(jīng)過光纖鏈路標(biāo)準(zhǔn)單模光纖傳輸?shù)焦怆娤伦冾l器，光電下變頻器使用兩對平衡接收機(jī)進(jìn)行光I/Q解調(diào)，采用相干零差檢測。在射頻OFDM接收端進(jìn)行射頻OFDM發(fā)送端的逆過程，進(jìn)行基帶OFDM信號(hào)處理，恢復(fù)發(fā)送端的二進(jìn)制數(shù)據(jù)。

2 CO-OFDM相位估計(jì)原理

射頻OFDM接收機(jī)接收到的基帶OFDM信號(hào)經(jīng)過FFT變換后，相位噪聲由兩部分組成：主要由激光器的相位偏移所引起的噪聲，其次是光放大器引起的零均值高斯噪聲[4]。同時(shí)激光器的相位偏移也會(huì)造成ICI，這種干擾也可以被認(rèn)為是一種隨機(jī)噪聲，因?yàn)樗械淖虞d波都要通過激光器。相位估計(jì)的目的就是要從接收到的含有噪聲的OFDM信號(hào)中，提取相位偏移。借鑒文獻(xiàn)[5]內(nèi)容公式推導(dǎo)如下。

一個(gè)OFDM幀的二維時(shí)頻圖如圖2所示，時(shí)域中Nf個(gè)OFDM符號(hào)，頻域中Nsc個(gè)子載波，i表示OFDM符號(hào)下標(biāo)，k表示子載波下標(biāo)。

首先，由RF OFDM Transmitter發(fā)出的基帶OFDM信號(hào)表達(dá)式為

式中：cki表示第k個(gè)子載波上的第i個(gè)信息碼元；fk表示子載波頻率；Ts，ΔG和ts分別是OFDM符號(hào)的周期（包含循環(huán)前綴）、保護(hù)間隔長度和觀察周期（即有用信號(hào)的長度），此時(shí)為了避免產(chǎn)生符號(hào)間干擾（ISI），保護(hù)間隔長度必須大于最大多徑時(shí)延?；鶐FDM信號(hào)經(jīng)過電光上變頻器（RTO），將基帶OFDM信號(hào)調(diào)制光域變成光信號(hào)如式（3）。電光上變頻器中光I/Q調(diào)制器由2對MZM組成，其分別受基帶OFDM信號(hào)的實(shí)部和虛部調(diào)制。

式中：fLD1，?LD1分別為發(fā)射激光器LD1的頻率和相位。Es(t)經(jīng)過光纖鏈路傳輸?shù)焦怆娤伦冾l器（OTR）變?yōu)?/p>

式中：h(t)為光纖信道脈沖響應(yīng)；符號(hào) ?表示卷積。Er(t)經(jīng)過電光下變頻器恢復(fù)為基帶OFDM信號(hào)

式中：fLD2，?LD2分別為接收端激光器LD2的頻率和相位。這里只考慮激光器相位噪聲對傳輸性能的影響，不考慮激光器頻率偏移問題，仿真中使用零差檢測設(shè)置發(fā)射激光器和接收激光器頻率同步。

式中：Δ?=?LD1-?LD2，r(t)進(jìn)入射頻OFDM接收機(jī)，經(jīng)過FFT變換為

式中：rki為接收到的信息符號(hào)；?i為公共相位誤差（CPE）由激光器相位偏移引起；cki為發(fā)送端的信息符號(hào)；hk為頻域信道傳輸函數(shù)；nki為高斯噪聲。在公式（7）中，第i個(gè)OFDM符號(hào)中對于所有子載波中的相位偏移?i是相同的，可以通過相位估計(jì)補(bǔ)償相位偏移。信道傳輸函數(shù)hk在光纖中變化非常緩慢，可以認(rèn)為在一幀OFDM符號(hào)中是不變的?？梢酝ㄟ^基于頻域?qū)ьl的方法進(jìn)行信道估計(jì)確定其值。

相位估計(jì)的方法有很多，如基于數(shù)據(jù)子載波、最大似然法[6]、導(dǎo)頻子載波等。由于相位模糊采用數(shù)據(jù)子載波法在強(qiáng)相位噪聲情況下進(jìn)行相位估計(jì)容易引起更大的相位估計(jì)誤差[4]；最大似然法復(fù)雜度高，在高速光通信中不易實(shí)現(xiàn)；而基于導(dǎo)頻子載波的相位估計(jì)是一種基本的相位估計(jì)方法。如圖2所示梳狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)，?i的相位估計(jì)值為

3 仿真與結(jié)果分析

本系統(tǒng)采用Matlab和OptiSystem軟件相結(jié)合搭建CO-OFDM仿真系統(tǒng)如圖3所示。射頻OFDM發(fā)送端和接收端采用Matlab軟件仿真，光域器件由OptiSystem器件庫獲得。仿真參數(shù)如下：采用16QAM調(diào)制，IFFT點(diǎn)數(shù)256，有效子載波個(gè)數(shù)128，循環(huán)前綴個(gè)數(shù)32。一幀OFDM符號(hào)數(shù)32，其中前4個(gè)為訓(xùn)練序列。根據(jù)文獻(xiàn)[4]，采用5個(gè)梳狀導(dǎo)頻進(jìn)行相位估計(jì)。激光器采用連續(xù)波激光器（CW Laser），線寬100 kHz，頻率193.4 THz，為了避免光纖的非線性，發(fā)射功率限制在-10 dBm，光調(diào)制器采用LiNbO3 M-Z調(diào)制器，采用PIN二級管光電探測器，采用標(biāo)準(zhǔn)單模光纖，光纖衰減系數(shù)為0.2 dB/km，色散系數(shù)16.7（ps·nm-1·km-1），不考慮光纖的PMD影響，二進(jìn)制序列傳輸速率10 Gbit/s。為了說明激光器是主要相位噪聲源和簡化實(shí)驗(yàn)過程，這里不考慮光放大器噪聲，所以在光纖鏈路中沒有加入光放大器。

在傳輸32個(gè)OFDM符號(hào)經(jīng)過300 km傳輸距離后，接收端數(shù)字調(diào)制星座圖如圖4和圖5所示。在只有最小二乘（LS）信道估計(jì)的接收端星座圖（見圖4）模糊不清，星座圖有些旋轉(zhuǎn)，某些映射點(diǎn)嚴(yán)重發(fā)散，這是由于子載波發(fā)生相位偏移，而沒有得到相位補(bǔ)償，而圖5星座圖清晰可見。兩種信道估計(jì)方法傳輸距離和誤碼率比較關(guān)系如圖6所示，從圖中可以看出，在誤碼率達(dá)到10-3情況下，信道傳輸函數(shù)估計(jì)和相位估計(jì)的傳輸系統(tǒng)可以傳輸300 km，而在只用信道傳輸函數(shù)估計(jì)的傳輸系統(tǒng)下只能傳輸100 km。

4 結(jié)論

與無線OFDM傳輸系統(tǒng)相比，光OFDM傳輸系統(tǒng)信道變化緩慢，所以光OFDM信道估計(jì)的主要任務(wù)已不是確定傳輸函數(shù)，而是相位估計(jì)。尤其在相干光系統(tǒng)中激光器的相位噪聲是系統(tǒng)主要噪聲源，所以CO-OFDM相位估計(jì)變得尤為重要。本文從理論上分析了相位噪聲的影響，并提出一種基于導(dǎo)頻子載波的相位估計(jì)方法，仿真表明該方法可以有效提高系統(tǒng)傳輸性能。

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