陳道煉，嚴(yán)斌，陳峰，左巧安，林真

(福州大學(xué) 電力電子與電力傳動(dòng)研究所，福建 福州350108)

0 引言

隨著石油、煤和天然氣等主要化石能源日益緊張，太陽能、風(fēng)能、氫能、潮汐能和地?zé)崮艿刃履茉?也稱為綠色能源)的開發(fā)和利用越來越受到世界各國(guó)的重視。光伏電池、風(fēng)力發(fā)電機(jī)等新能源發(fā)電系統(tǒng)直接產(chǎn)生的能量通常是不穩(wěn)定的，需要在光電池與電網(wǎng)之間配置容量適合的逆變器，將隨機(jī)變化的電能變換成電壓、頻率、諧波、相角和功率因數(shù)均符合電網(wǎng)要求的交流電能，以實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)。因此，并網(wǎng)逆變器的性能對(duì)太陽能、風(fēng)能等新能源并網(wǎng)發(fā)電具有極其重要的意義[1－2]。

Buck型(電壓型)PWM并網(wǎng)逆變器，雖然具有單級(jí)電路結(jié)構(gòu)、技術(shù)成熟可靠等優(yōu)點(diǎn)，但正常工作時(shí)必須要求直流側(cè)電壓大于交流側(cè)電壓的峰值，故存在一個(gè)明顯的缺陷:對(duì)于光伏并網(wǎng)逆變而言，當(dāng)光伏電池輸出能力降低時(shí)，如陰雨天或夜晚，整個(gè)發(fā)電系統(tǒng)將停止運(yùn)行，系統(tǒng)的利用率下降[3]。對(duì)此，常采用如下兩種方案來解決這—問題:1)前級(jí)添加Boost型變換器[4]或隔離型直流變換器[5－6]，從而增加了功率變換級(jí)數(shù)、電路復(fù)雜性、損耗和成本;2)輸出接工頻變壓器，仍屬于單級(jí)電路結(jié)構(gòu)，但存在體積和重量大、成本高等缺陷，無法適應(yīng)銅鐵材料日益緊張和價(jià)格急劇增長(zhǎng)的今天[7]。因此，準(zhǔn)單級(jí)或單級(jí)并網(wǎng)逆變器已成為當(dāng)今新能源發(fā)電領(lǐng)域的一個(gè)研究熱點(diǎn)[8]。

本文提出了準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器電路結(jié)構(gòu)與拓?fù)渥澹?duì)構(gòu)成這類逆變器的電路結(jié)構(gòu)與拓?fù)渥?、控制策略、穩(wěn)態(tài)原理特性、電路參數(shù)設(shè)計(jì)等關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行深入的理論分析研究，以推挽正激式電路為例，設(shè)計(jì)并研制出1 kW 48VDC/220V50HzAC樣機(jī)。

1 電路結(jié)構(gòu)與拓?fù)渥?/h2>

1.1 電路結(jié)構(gòu)

準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器電路結(jié)構(gòu)，如圖1所示。這類電路結(jié)構(gòu)是由單向隔離Buck直流變換器和極性反轉(zhuǎn)逆變橋級(jí)聯(lián)構(gòu)成，具有高頻電氣隔離、電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔、準(zhǔn)單級(jí)功率變換、變換效率高、極性反轉(zhuǎn)逆變橋功率開關(guān)電壓應(yīng)力低且為ZVZCS、并網(wǎng)電流質(zhì)量高等優(yōu)點(diǎn)，特別適合用于新能源并網(wǎng)發(fā)電場(chǎng)合。新能源發(fā)電設(shè)備的輸出電壓Ui先由單向隔離Buck直流變換器變換成具有高頻脈動(dòng)分量的100 Hz正弦半波電流，再經(jīng)極性反轉(zhuǎn)逆變橋和電容濾波后得到高質(zhì)量的輸出低頻正弦電流。

圖1 準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Circuit configuration of quasi single-stage unidirectional buck DC-DC converter mode gridconnected inverters with high frequency link

1.2 電路拓?fù)渥?/h3>

準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器拓?fù)渥?，包括推挽正激式?個(gè)電路拓?fù)洌鐖D2所示。

圖2 準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器拓?fù)渥錐ig.2 Circuit topological family of quasi single-stage unidirectional buck DC-DC converter mode grid-connected inverters with high frequency link

2 控制原理

準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器采用SPWM電流瞬時(shí)值控制策略，如圖3所示。

圖3 準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器控制原理Fig.3 Control principles of quasi single-stage unidirectional buck DC-DC converter mode grid-connected inverters with high frequency link

將濾波電感Lf1的電流反饋信號(hào)iLf1和與電網(wǎng)電壓同步的基準(zhǔn)正弦信號(hào)ir的絕對(duì)值信號(hào)相比較，經(jīng)誤差放大后得到 ie，ie與鋸齒波uc交截產(chǎn)生 SPWM信號(hào)uSPWM，uSPWM分別與uc的下降沿二分頻信號(hào) uk及其反相信號(hào)相與得到功率開關(guān) Sm1(Sm1')、Sm2(Sm2')的控制信號(hào) ugsm1(ugsm1')、ugsm2、(ugsm2')，從而實(shí)現(xiàn)與電網(wǎng)電壓絕對(duì)值信號(hào)同步的電感電流iLf1;通過調(diào)節(jié)SPWM的信號(hào)的占空比，即可實(shí)現(xiàn)iLf1的穩(wěn)定與調(diào)節(jié)。此外，將ir過零比較后產(chǎn)生兩路互補(bǔ)信號(hào)usy、ˉusy，用來控制極性反轉(zhuǎn)逆變橋的功率開關(guān) S1、S2、S3、S4，將濾波電感電流 iLf1極性反轉(zhuǎn)為低頻正弦波電流饋入電網(wǎng)。

這種控制方案具有開關(guān)頻率固定、輸出頻譜特性優(yōu)、輸出濾波器易于設(shè)計(jì)、網(wǎng)側(cè)電流對(duì)系統(tǒng)參數(shù)不敏感和系統(tǒng)魯棒性高等優(yōu)點(diǎn)。需要說明的是，該控制方案應(yīng)用于圖2(a)單管正激式電路時(shí)，可簡(jiǎn)化控制電路，uSPWM可直接用來控制功率開關(guān)Sm1。

3 原理特性

3.1 穩(wěn)態(tài)工作原理

以圖2(d)所示推挽正激式拓?fù)錇槔?，分析這類逆變器的穩(wěn)態(tài)原理特性。設(shè)高頻變壓器原邊繞組匝數(shù)N11=N12=N1，副邊繞組匝數(shù)為N2，ton為每個(gè)功率開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間，Ts為開關(guān)周期，開關(guān)頻率fs=1/Ts，功率開關(guān)的占空比 D=ton/Ts。為了簡(jiǎn)化分析，假定:① 所有元件均為理想元件;② 線路電阻、電感為零;③變壓器勵(lì)磁電感足夠大，勵(lì)磁電流忽略不計(jì);④ 在高頻工作條件下，濾波電感、電容值保持不變;⑤ 穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，箝位電容Cc電壓基本不變，視為電壓源(上負(fù)下正)UCc≈Ui;⑥ 功率開關(guān)和整流二極管的開通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間為零，且通態(tài)壓降和斷態(tài)漏電流為零。

逆變器在電網(wǎng)電壓正負(fù)半周的工作情況相似，故僅以正半周為例來分析穩(wěn)態(tài)原理。在一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)，推挽正激式電路的兩個(gè)功率開關(guān)Sm1、Sm2交替工作，有8個(gè)工作模態(tài)，只需分析其中一只功率開關(guān)Sm1的工作模式，即分析半個(gè)開關(guān)周期的4個(gè)工作模態(tài)即可。推挽正激式準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)態(tài)原理波形和半個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的工作模態(tài)，如圖4所示。

工作模態(tài)1[t0～t1]功率開關(guān) Sm1開通瞬間，模態(tài)等效電路如圖4(b)所示。t0時(shí)刻以前，原邊電流在 Ui+－N12－Cc－N11－Ui－構(gòu)成的回路中形成環(huán)流Iloop，電感電流iLf1通過兩組副邊整流二極管續(xù)流，副邊繞組短路;t0時(shí)刻，功率開關(guān)Sm1開通，電壓Ui施加在原邊繞組 N11上，箝位電容 Cc電壓 UCc施加在原邊繞組 N12上。在此階段，電流 iNl1迅速增加、iN12迅速減小并反向增大。此時(shí)，副邊整流橋的D1～D4仍同時(shí)導(dǎo)通，副邊繞組處于短路狀態(tài)，故電壓Ui、UCc實(shí)際上是加在原邊繞組N11、N12的漏感上。與續(xù)流狀態(tài)不同的是，此時(shí)加到整流二極管D1、D4的電壓為正向電壓，加到D2、D3的電壓為反壓，D2、D3處于反向恢復(fù)狀態(tài)。相應(yīng)地，D1、D4中的電流增大，D2、D3中的電流減小，當(dāng)流過 D1、D4的電流增大到電感電流iLf1，流過 D2、D3的電流減小為零時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。在此階段，功率開關(guān)Sm2的漏源電壓Udsm2=Ui+UCc≈2Ui。

工作模態(tài)2[t1～t2]功率開關(guān)Sm1穩(wěn)定導(dǎo)通期間，模態(tài)等效電路如圖4(c)所示。t1時(shí)刻，功率開關(guān) Sm1持續(xù)導(dǎo)通，D1、D4和 D2、D3續(xù)流結(jié)束，D1、D4導(dǎo)通，D2、D3截止。在此階段 Ui和 UCc分別加在變壓器原邊繞組N11和N12上，輸入電源和箝位電容同時(shí)向負(fù)載傳輸能量，變壓器原邊繞組電流iN1、iN2繼續(xù)增大，電流的變化率減小。該模態(tài)下，推挽正激式電路相當(dāng)于兩個(gè)單端正激變換器并聯(lián)工作，其輸入電流ii=iN11，功率開關(guān)Sm2的漏源電壓仍為 Udsm2=Ui+UCc≈2Ui。t2時(shí)刻，Sm1關(guān)斷，該模態(tài)結(jié)束。

圖4 推挽正激式并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)態(tài)原理波形和半個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的工作模態(tài)Fig.4 Steady principles waveforms and operating modes within half a switching period of the push-pull forward mode grid-connected inverter

工作模態(tài)3[t2～t3]功率開關(guān) Sm1關(guān)斷瞬間，模態(tài)等效電路如圖4(d)所示。t2時(shí)刻，功率開關(guān)Sm1關(guān)斷，流過繞組N11的電流iN11迅速減小，繞組N11上產(chǎn)生較大的反電勢(shì)，并使Sm2的寄生二極管導(dǎo)通，iN11流向箝位電容 Cc，即給箝位電容充電。副邊繞組的電壓為上負(fù)下正，立即使 D2、D3導(dǎo)通，D1、D4承受反壓而處于反向恢復(fù)狀態(tài)，因此整流二極管工作在續(xù)流狀態(tài)。繞組N11上的電流iN11通過Sm2的體二極管構(gòu)成環(huán)流，輸入電壓Ui和箝位電容電壓UCc分別施加在繞組N12和繞組N11上，即iN11減小，iN12減小并反向增大，分別對(duì)輸入電源、箝位電容釋放漏感能量。此階段功率開關(guān)Sm1的漏源電壓 Udsm1=Ui+UCc≈2Ui。當(dāng) iN11= －iN12時(shí)，由 Sm2寄生二極管構(gòu)成的環(huán)流為零，寄生二極管截止，該模態(tài)結(jié)束。

工作模態(tài)4[t3～t4]兩個(gè)開關(guān)均截止期間，模態(tài)等效電路如圖4(e)所示。在該模態(tài)，Sm1、Sm2均處于截止?fàn)顟B(tài)，輸入電壓Ui加在箝位電容上，向箝位電容充電，輸入電流 ii=Iloop，Sm1、Sm2的漏源電壓均為Ui。環(huán)流電流流經(jīng)兩原邊繞組，即從一繞組同名端流入，從另一繞組同名端流出，產(chǎn)生的磁通量抵消，因而副邊繞組電流為零，原副邊繞組電壓也均為零。濾波電感電流iLf1分別通過兩組副邊整流二極管續(xù)流，每個(gè)橋臂的二極管流過的電流相等，均為電感電流的一半。

t4時(shí)刻，功率開關(guān)Sm2開通，該模態(tài)結(jié)束，下半周期開始。

穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，由 Ui+－Sm1－Cc－Sm2－Ui－構(gòu)成的回路可見，Udsm1+Udsm2=Ui+UCc≈2Ui，因此，任意一個(gè)功率開關(guān)的電壓應(yīng)力最大為2Ui，功率開關(guān)上沒有電壓過沖，箝位電容起到了良好的箝位作用。功率開關(guān)Sm2具有和Sm1相同的模態(tài)，只是此時(shí)是磁心退磁和反向磁化過程。如果在Sm1開通期間N11繞組磁化電流較大，則在Sm1關(guān)斷時(shí)，漏感對(duì)箝位電容充電電流也會(huì)較大，箝位電容電壓上升較高。在Sm2開通時(shí)，箝位電容加在N11繞組上電壓也較高，去磁電流的減小量增加，使勵(lì)磁電流和磁通回到起始點(diǎn)。所以，利用箝位電容的電壓浮動(dòng)性，抑制了功率開關(guān)的電壓尖峰，避免了推挽電路變壓器的直流偏磁現(xiàn)象。

從以上分析可以看出，推挽正激變換器克服了推挽電路和正激電路二者之缺點(diǎn)，集二者之優(yōu)點(diǎn):1)高頻變壓器磁心雙向?qū)ΨQ磁化，磁心利用率高;2)克服了正激電路附加磁復(fù)位電路的復(fù)雜性，且變換器的占空比可大于0.5;3)抑制了功率開關(guān)的電壓尖峰。所以，推挽正激式準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器，在低壓大電流輸入新能源發(fā)電場(chǎng)合具有重要的應(yīng)用價(jià)值。

3.2 環(huán)流分析

在工作模態(tài) 4[t3～t4]，兩個(gè)功率開關(guān) Sm1、Sm2均截止，輸入電流即為環(huán)流電流。在此階段，高頻變壓器的漏感和箝位電容諧振，諧振周期大于最小占空比的死區(qū)時(shí)間(即圖4中的 t3～t4)，可認(rèn)為環(huán)流電流Iloop的大小基本不變。輸入電源通過Ui+－N12－Cc－N11－Ui－構(gòu)成的環(huán)路向箝位電容 Cc充電，充電電荷為

當(dāng)其中一個(gè)功率開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，箝位電容通過相應(yīng)的一個(gè)繞組向負(fù)載釋放能量，放電電荷為

穩(wěn)態(tài)時(shí)箝位電容電荷守恒QCc=Qdisc，可得

3.3 能量傳輸分析

推挽正激變換器的能量傳輸可分為兩個(gè)部分:一部分是直接傳輸?shù)哪芰?，在功率開關(guān)導(dǎo)通期間，輸入電源通過變壓器直接傳輸給負(fù)載;另一部分是間接傳輸?shù)哪芰?，兩個(gè)功率開關(guān)均不導(dǎo)通期間，輸入電源通過 Ui+－N12－Cc－N11－Ui－構(gòu)成的環(huán)路給箝位電容Cc充電，然后在功率開關(guān)導(dǎo)通期間通過變壓器將箝位電容上儲(chǔ)存的能量傳輸給負(fù)載。

Sm1或Sm2導(dǎo)通期間，輸入電源通過變壓器直接傳輸給負(fù)載的能量為

由輸出濾波電感Lf1的伏秒積平衡，可得變換器的輸出與輸入關(guān)系為

此時(shí)輸入電流ii=iN11，則

這里，輸出功率pL=uLILf1，近似認(rèn)為并網(wǎng)電流等于電感電流ILf1。

Sm1和Sm2均不截止期間，輸入電源經(jīng) Ui+－N12－Cc－N11－Ui－給箝位電容 Cc充電，箝位電容儲(chǔ)存能量，這部分能量即為間接傳輸?shù)哪芰?

此時(shí)輸入電流ii=Iloop，則

間接傳輸?shù)哪芰空伎偰芰康谋壤秊?/p>

顯然，相同負(fù)載時(shí)推挽正激變換器的效率較推挽電路有所提高。

3.4 輸入電流分析

在Sm1或Sm2導(dǎo)通期間，輸入電流為

當(dāng)Sm1和Sm2均截止時(shí)，輸入電流為

輸入電流的紋波為

推挽正激變換器的輸入電流是連續(xù)的，其電流紋波為同樣情況下推挽電路的一半，輸入電流的高頻諧波顯著減小。箝位電容起到了內(nèi)置濾波器的效果，可減小變換器輸入濾波器的體積和重量。

4 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)

4.1 箝位電容Cc

由上述原理特性可知，箝位電容Cc和輸入電源Ui并聯(lián)對(duì)負(fù)載提供能量，且UCc≈Ui，每個(gè)開關(guān)周期Cc提供的能量近似為總能量Win的1/2。當(dāng)只有一個(gè)功率開關(guān)工作時(shí)，電容的放電能量可近似為

故可得

式中η為逆變器效率，UCc+、UCc－分別為箝位電容電壓的最大值、最小值，箝位電容電壓紋波 ΔU=(UCc+－UCc－)/2，為了減少功率開關(guān)的電壓應(yīng)力，一般取 ΔU ＜10%Ui。

4.2 高頻變壓器匝比

高頻變壓器的匝比應(yīng)按最低輸入電壓Uimin、最大電網(wǎng)電壓1.1UL對(duì)應(yīng)最大占空比Dmax來確定，即

4.3 輸出濾波器LCL

電感的選取和紋波電流大小、系統(tǒng)功耗有關(guān)。電感值越大，紋波電流越小，線路損耗就會(huì)減小，但電感的體積和損耗都會(huì)增大。因此，電感的選取要考慮多方面的因素，采取折中的辦法。通常，電感Lf1上的紋波電流取為額定電流的15% ～25%，這里取20%。

輸出濾波電感Lf1的取值范圍為

輸出濾波電感 Lf2通常取 Lf1/2，而輸出濾波電容Cf應(yīng)根據(jù)LCL濾波器的諧振頻率來設(shè)計(jì)。一般T型濾波器的諧振頻率fres取值范圍為10fL～fs/2(fL為電網(wǎng)頻率)。這里，fres設(shè)計(jì)為fs/5，即

可得

5 樣機(jī)測(cè)試

設(shè)計(jì)實(shí)例:推挽正激式拓?fù)?，SPWM電流瞬時(shí)值反饋控制策略，Ui=40 ～60 VDC，Uo=220 V50 Hz，額定容量S=1 kVA，開關(guān)頻率fs=65 kHz，輸入濾波電容Ci=4×3 300 μF/100 V，高頻變壓器匝比 N2/N1=30/3，箝位電容 Cc=4 ×10 μF/100 V，Lf1=1.2 mH，Lf2=0.6 mH，Cf=470 nF/630 V，Sm1、Sm2選用MOSFET IXFH80N20Q，D1－D4選用 DSEI30－10 A，S1、S2、S3、S4選用 MOSFET IRF840 和阻斷二極管STPS20150CT的反向串聯(lián)。

5.1 測(cè)試波形

1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器樣機(jī)在額定輸入電壓Ui=48 V和額定負(fù)載時(shí)的測(cè)試波形，如圖5所示。

圖5 1 kW推挽正激式并網(wǎng)逆變器在額定輸入電壓、額定負(fù)載時(shí)的測(cè)試波形Fig.5 Testing waveforms of the push-pull forward mode grid-connected inverter under Ui=48 V and normalized load

樣機(jī)測(cè)試結(jié)果表明:1)功率開關(guān)Sm1、Sm2的最大電壓應(yīng)力被箝位在兩倍的輸入電壓;2)高頻變壓器繞組電壓為雙極性三態(tài)的高頻脈沖波;3)高頻整流橋二極管承受的電壓應(yīng)力約為700 V;4)并網(wǎng)電流波形與電網(wǎng)電壓同頻同相，THD=0.925%。

5.2 測(cè)試數(shù)據(jù)

1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器樣機(jī)在額定輸入電壓 Ui=48 V時(shí)的測(cè)試數(shù)據(jù)，如表1所示。

根據(jù)表1的測(cè)試數(shù)據(jù)，該并網(wǎng)逆變器在額定輸入U(xiǎn)i=48 V時(shí)的變換效率曲線，如圖6所示。

圖6 1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式并網(wǎng)逆變器在額定輸入電壓的變換效率曲線Fig.6 The conversion efficiency curve of the push-pullforward mode grid-connected inverter under normalized input voltage

從表1和圖6可以看出，隨著輸出功率的增大，并網(wǎng)逆變器的變換效率先增大后逐漸降低，在額定負(fù)載時(shí)的變換效率高達(dá) 90.5%，并網(wǎng)電流 iLf2的THD逐漸減小，并網(wǎng)電流質(zhì)量高。如果極性反轉(zhuǎn)逆變橋選用具有更低通態(tài)壓降的GTR或晶閘管器件，則可去除四個(gè)反向阻斷二極管，并且獲得更高的變換效率。

6 結(jié)論

準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器電路結(jié)構(gòu)，是由單向隔離Buck直流變換器和極性反轉(zhuǎn)逆變橋級(jí)聯(lián)構(gòu)成，其拓?fù)渥灏ㄍ仆煺な降?個(gè)電路拓?fù)洹?/p>

這類并網(wǎng)逆變器采用輸出電流瞬時(shí)值反饋控制策略;推挽正激變換器的高頻變壓器磁心雙向?qū)ΨQ磁化，箝位電容有效地抑制了功率開關(guān)的電壓尖峰，在一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)，有8個(gè)工作模態(tài);獲得了箝位電容、高頻變壓器匝比、輸出LCL濾波器的設(shè)計(jì)式;設(shè)計(jì)并研制的1 kW 48 VDC/220 V50 HzAC推挽正激式準(zhǔn)單級(jí)單向Buck直流變換器型高頻鏈并網(wǎng)逆變器樣機(jī)具有優(yōu)良的性能，在低壓大電流輸入新能源發(fā)電場(chǎng)合具有重要的應(yīng)用前景。

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