一種基于級聯(lián)回路控制和前饋補(bǔ)償?shù)母咝孀兤?/h1>
2013-08-01 11:22:52任英
重慶理工大學(xué)學(xué)報(bào)(自然科學(xué)) 2013年10期
任 英
(無錫工藝職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子信息系，江蘇無錫 214206)
通常在設(shè)計(jì)和開發(fā)傳統(tǒng)逆變器架構(gòu)的時(shí)候，需要針對一個(gè)給定的負(fù)載保證某個(gè)特定的性能水平。設(shè)計(jì)過程通常需要用到某些負(fù)載特性，從而簡化設(shè)計(jì)過程，并降低產(chǎn)品成本。這種方法產(chǎn)生的結(jié)果是針對特定的目標(biāo)負(fù)載會使用一種成本較低但應(yīng)用靈活性較差的產(chǎn)品［1－4］。
本文研究的結(jié)構(gòu)可以給任何負(fù)載供電，同時(shí)達(dá)到較高的性能水平。按照最初的設(shè)計(jì)，逆變器旨在提供一個(gè)240 V的正弦輸出電壓給通用的UPS設(shè)備，而其負(fù)載特性是完全未知的。而且由于設(shè)計(jì)所產(chǎn)生的模塊化特性，該架構(gòu)可以在許多領(lǐng)域中得以應(yīng)用。
1 電力電子架構(gòu)
本文提出的逆變器結(jié)構(gòu)由2個(gè)功率處理階段組成(如圖1所示):升壓過程和逆變過程。輸入的電源經(jīng)整流后提供一個(gè)標(biāo)稱值為340 V，隨后經(jīng)過升壓過程，通過高頻變壓器提供準(zhǔn)確的420 V電壓，該值與地線有1 500 Vrms的隔離。420 V輸入給非變壓器的逆變器，從而提供了脈沖寬度調(diào)制的波形，最后該信號經(jīng)過對稱的低通LC濾波器最終輸出。
圖1 電力電子架構(gòu)示意圖
1.1 升壓過程
升壓器輸入的直流電流通過一個(gè)1.1 kW、25 kHz的MOSFET全橋變換器，然后經(jīng)過一個(gè)高頻變壓器和多個(gè)二級整流器。二級整流器以串聯(lián)堆疊的形式饋送到單個(gè)電感和電容的低通濾波器。這種轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍是160～400 V，允許的供電電源范圍是140～275 Vrms。在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)保證輸出電壓調(diào)節(jié)到420Vdc±0.5%，同時(shí)通過定制設(shè)計(jì)的變壓器耦合傳感器還可以提供電壓、電流和變壓器磁通反饋。
如果需要可以將一個(gè)96 Vdc的電池通過一個(gè)二極管連接到升壓變壓器中心抽頭，將電池的負(fù)極與整流器供電電源的負(fù)端相連，或者通過二極管將192 Vdc電池直接跨接在整流電源上。當(dāng)電源發(fā)生故障時(shí)，整流電源電壓衰減，升壓器的輸入電壓下降，直到電池二極管變?yōu)檎蚱脼橹?，此時(shí)電池可提供給負(fù)載能量。在電池工作期間，變壓器的中心抽頭和電池之間的連接具有電壓倍增效應(yīng)，這使得升壓器工作在2倍的電池供橋電壓條件下。升壓器輸入電壓的最小值要求電池具有80 Vdc或160 Vdc的放電電壓才能保證升壓器的性能。
1.2 逆變過程
逆變器階段采用的是一個(gè)1.5 kW、25 kHz的MOSFET全橋非變壓轉(zhuǎn)換器，將接收到的420 Vdc的升壓器輸出電壓，通過脈寬調(diào)制技術(shù)產(chǎn)生一個(gè)240 Vac的輸出。由于逆變器并非完全隔離，在逆變器的調(diào)制頻率上，升壓器輸出的420 Vdc電壓與其有一個(gè)共同的電壓分量。低通濾波器是由2個(gè)電感器和1個(gè)電容器組成的，2個(gè)電感器分別連接逆變器的輸出管腳。除去隔離和來自逆變器的電壓變換，能夠顯著地增強(qiáng)逆變器的性能，即允許直流耦合以及更大的帶寬和更低的輸出阻抗。逆變器的一個(gè)輸出管腳連接在電容器的參考地上，使得電子控制裝置處于地電位，并通過一個(gè)接地的參考電阻釋放感應(yīng)電流。
2 逆變控制結(jié)構(gòu)
本文所述的控制方法是基于如下的2個(gè)級聯(lián)控制回路(如圖2所示)來饋送恒定頻率的PWM調(diào)制信號。內(nèi)部的電流控制回路通過電流參考電壓和電流反饋電壓來產(chǎn)生誤差信號。這個(gè)信號直接饋送到PWM調(diào)制階段。該模塊的輸出電壓以前饋信號方式添加到電流參考信號中，以確保在負(fù)載發(fā)生變化時(shí)的線性特性。因此，這個(gè)循環(huán)回路可作為一個(gè)線性的跨導(dǎo)放大器。
圖2 級聯(lián)控制環(huán)路示意圖
圖2中，電壓控制回路是利用參考電壓和反饋電壓產(chǎn)生電壓的誤差信號。受限于二極管的開關(guān)特性，電壓誤差信號會饋送到電流控制回路作為電流參考信號。該模塊的電流控制是通過改變電流參考信號的門限值來實(shí)現(xiàn)的。電壓反饋信號來自隔直流的電容電阻衰減器，它實(shí)現(xiàn)了從直流至1 Hz的衰減。
2.1 循環(huán)補(bǔ)償
對于PWM調(diào)制操作的開環(huán)鏈路，調(diào)制的偏移電壓峰峰值為3 Vpp，在過濾器之前會產(chǎn)生一個(gè)800 Vpp的偏移輸出電壓，這樣就形成了系數(shù)為267的電壓增益。如果使用完整的軌對軌的840 Vpp電壓，將會導(dǎo)致惡劣的非線性特性，從而降低性能。
為了滿足對直流電流敏感的負(fù)載(即變壓器等)的要求，反饋放大器采用PI。對于12.5 A的輸出電流，需要將反饋電壓在信號匯聚點(diǎn)保持在3 V(在運(yùn)算放大器階段確保低THD)，反饋增益為Iout/4.17。輸出電流經(jīng)過25 mΩ的電阻并受差分放大器的控制，即使電阻是接地的也需要受差分放大器的控制，以避免地電流引起的共模電壓干擾。
得到要求的增益為
假設(shè)增益頻率遠(yuǎn)大于濾波器的截止點(diǎn)(即濾波器是2.2 mH的電感)，式(5)計(jì)算了電流環(huán)路增益。為了滿足所需的5.6 kHz增益(電流放大器帶寬的設(shè)計(jì)目標(biāo)，且調(diào)制造成的影響足夠低)，放大器的前向增益AI為0.829。為了建立積分的傳遞函數(shù)，需要在418 Hz處添加一個(gè)極點(diǎn)，其值遠(yuǎn)低于濾波器1.2 kHz的截止頻率。通過計(jì)算表明在增益頻率處的補(bǔ)償所造成的影響是微乎其微的。
2.2 電壓放大器補(bǔ)償
假設(shè)一個(gè)理想的內(nèi)部電流環(huán)路的跨導(dǎo)為4.17，輸出阻抗主要是電容性的(8 pF)。這里需要注意的是該濾波器電感受電流階段控制，所以在線條件下會被吸收在電流回路中，并不會作為過濾器中的無源元件。為了滿足對直流電壓敏感的負(fù)載(即變壓器等)要求，反饋放大器采用PI。對于340 Vp的輸出電壓，在匯聚點(diǎn)保證反饋電壓的峰值小于3.8 Vp。(運(yùn)算放大器階段確保低THD)，因此反饋增益為Vout/90。輸出電壓由一個(gè)接地參考電阻實(shí)現(xiàn)分壓。
得到要求的增益為
電壓的環(huán)路增益由式(10)給出。為了使其增益頻率同樣等于內(nèi)部電流環(huán)路的增益頻率5.6 kHz(可以保證最大的閉環(huán)帶寬，且有足夠的相位余量)，可得放大器的前向增益AV為0.165。除了對電壓反饋分壓增加一個(gè)隔直流電容，截止頻率為1 Hz，還要在傳遞函數(shù)的130 Hz處添加一個(gè)極點(diǎn)。這2項(xiàng)措施可以既降低運(yùn)算放大器的偏移影響，又確保輸出的直流電壓分量不超過10 mV。在我們所關(guān)心的電源頻率范圍(40～70 Hz)，為了降低輸出阻抗，分別在100 Hz和500 Hz處加入極點(diǎn)和零點(diǎn)，這樣能夠獲得10倍的增益。
2.3 大信號的不穩(wěn)定性
在實(shí)際使用中，在去除短路之前，電流回路的誤差較小，參考電流信號和反饋電流信號的大小相近。當(dāng)去除短路時(shí)由于電流回路放大器的飽和，會在最低相位余量頻率處(2 kHz)，電壓回路存在不穩(wěn)定性。除去短路后，輸出電感所儲存的能量和高帶寬的電壓控制回路會向相反極性驅(qū)動電流誤差信號，且速度比輸出電流(以及反饋電流)要快，這就導(dǎo)致很大的電流誤差信號，從而使放大器飽和。
控制放大器飽和的方法是檢測電流誤差信號是否超出了PWM的補(bǔ)償范圍，接著對輸入?yún)⒖茧妷翰捎幂^大的負(fù)反饋，使得電流誤差信號脫離飽和。在具有多個(gè)并行階段的系統(tǒng)中，這種不穩(wěn)定只發(fā)生在所有電流放大器均是飽和狀態(tài)的情況下，因?yàn)槿魏我粋€(gè)線性工作的電流放大器是可以抑制其它放大器的。因此在恢復(fù)階段，為了防止輸出性能下降，只有在所有放大器均飽和時(shí)才觸發(fā)負(fù)反饋功能。
2.4 前饋補(bǔ)償
另外一種替代的保護(hù)方法是將輸出電壓反饋到電流參考信號，將電流環(huán)路改為P類型。為了確保誤差在最壞的情況下，反饋也足以將電流誤差驅(qū)動到放大器的線性區(qū)域內(nèi)，需要明確反饋量的大小，以確保從瞬態(tài)中恢復(fù)。
反饋在線性工作條件下是前向的，因此系統(tǒng)的傳遞函數(shù)是作為前向反饋項(xiàng)出現(xiàn)的。在正常的工作條件下，也就是在不影響系統(tǒng)性能的前提下，電壓控制回路可以完成補(bǔ)償任務(wù)，此時(shí)這個(gè)前饋項(xiàng)的幅度很小(即前饋項(xiàng)為一個(gè)小的擾動輸入)。當(dāng)存在多個(gè)并行的功率級時(shí)，由于前饋項(xiàng)的存在，可能會導(dǎo)致循環(huán)電流的增加，這是由不同電流回路間的前饋項(xiàng)不完全匹配造成的。
3 并行模塊
從電壓環(huán)路增益的計(jì)算中可以看出:如果電流回路的跨導(dǎo)比率和輸出電容保持恒定，那么電壓環(huán)路的補(bǔ)償對于不同的輸出功率也保持不變(前提是濾波器的截止頻率與電流環(huán)路的增益和相位是不變的)。因此，增加并聯(lián)電流回路和功率級數(shù)(如圖3所示)會使輸出功率成倍增加，每一級都是本文所分析得到的1.5 kW。而且，如果每一級濾波器和電流環(huán)的跨導(dǎo)增大或縮小，那么該功率級也會隨之變化。
通過利用級聯(lián)的控制回路，在單獨(dú)電壓回路的控制下設(shè)置任意數(shù)量的跨導(dǎo)放大器，該結(jié)構(gòu)就會產(chǎn)生增益的效果。如果將電壓補(bǔ)償設(shè)計(jì)成與電流級數(shù)的數(shù)量無關(guān)，每個(gè)模塊輸出各自的電流參考信號，那么該架構(gòu)就允許模塊化擴(kuò)展，通過使用額外的冗余模塊對工作模塊進(jìn)行調(diào)整。
電壓誤差信號和電流參考信號通過緩沖和分發(fā)方式，在模塊之間達(dá)到共享的效果。由于電流參考信號(電壓誤差信號)帶寬為5 kHz，且存在25 kHz的相位，所以信號分配網(wǎng)絡(luò)需要具備大于100 kHz的帶寬。
圖3 并聯(lián)模塊方法示意圖
每個(gè)模塊使用高共模抑制比(CMRR)的放大器重新生成每個(gè)模塊內(nèi)的電流參考信號。在分配電流參考信號之前，應(yīng)當(dāng)設(shè)置系統(tǒng)電流的門限，以保證電壓環(huán)路補(bǔ)償相對于每個(gè)模塊的跨導(dǎo)不同時(shí)，每個(gè)模塊可以有不同的設(shè)置。這種技術(shù)具備較強(qiáng)的魯棒性，即使在強(qiáng)干擾的環(huán)境中也會工作得很好［6－7］。
由于反饋給每個(gè)模塊的電流參考信號是相同的，每個(gè)模塊會按照其跨導(dǎo)成比例地輸出電流和功率。在無負(fù)載時(shí)，由于參考信號的分配所造成的累積誤差，模塊之間存在約5%的循環(huán)電流。當(dāng)負(fù)載比率大于5%時(shí)，這些誤差并不明顯，循環(huán)電流可以忽略不計(jì)。
還可以設(shè)置額外的電路與電流參考信號和實(shí)際模塊的輸出電流進(jìn)行比較，以確定模塊工作是否有故障。如果比較后得到的誤差信號比較小，那么模塊工作正常。如果檢測到較為明顯的誤差，則表明該模塊有故障。此時(shí)任何故障模塊都應(yīng)該自動關(guān)閉，并以最快的速度斷開逆變器的輸出［8］。
在一個(gè)模塊失效的情況下，為了糾正系統(tǒng)的瞬時(shí)電壓，電壓誤差信號和電流參考信號均會有所增加。分布式輸出濾波器所存儲的能量為級聯(lián)控制回路在其各自的帶寬內(nèi)糾正這種錯(cuò)誤提供了可能。
本系統(tǒng)允許存在任意數(shù)量的模塊，以保證任何單個(gè)模塊的失效都不會對系統(tǒng)性能造成影響。雖然由于元件數(shù)量的增加，模塊發(fā)生故障的可能性也會相對比較高，但是系統(tǒng)的實(shí)用性也大大增強(qiáng)了。在任何一個(gè)系統(tǒng)中(n＞1)，增加一個(gè)獨(dú)立的冗余模塊會使系統(tǒng)的MTBF獨(dú)立于模塊，并由系統(tǒng)管理模塊的MTBF所決定。
4 結(jié)束語
本文的架構(gòu)已經(jīng)成功地應(yīng)用在從500 W到12.5 kW的一系列UPS設(shè)備上，并對關(guān)鍵的應(yīng)用程序表現(xiàn)出高性能和實(shí)用性。由于逆變器提供了近乎理想的低頻功率放大器的特性，它可以用于任意波形信號發(fā)生器的供電和可變頻率的交流電源。對于一些潛在應(yīng)用還包括作為功率放大器應(yīng)用于地質(zhì)勘探、振動試驗(yàn)設(shè)備、亞音速放大結(jié)構(gòu)測試以及低頻率的音頻放大。
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圖1 電力電子架構(gòu)示意圖
1.1 升壓過程
升壓器輸入的直流電流通過一個(gè)1.1 kW、25 kHz的MOSFET全橋變換器，然后經(jīng)過一個(gè)高頻變壓器和多個(gè)二級整流器。二級整流器以串聯(lián)堆疊的形式饋送到單個(gè)電感和電容的低通濾波器。這種轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍是160～400 V，允許的供電電源范圍是140～275 Vrms。在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)保證輸出電壓調(diào)節(jié)到420Vdc±0.5%，同時(shí)通過定制設(shè)計(jì)的變壓器耦合傳感器還可以提供電壓、電流和變壓器磁通反饋。
如果需要可以將一個(gè)96 Vdc的電池通過一個(gè)二極管連接到升壓變壓器中心抽頭，將電池的負(fù)極與整流器供電電源的負(fù)端相連，或者通過二極管將192 Vdc電池直接跨接在整流電源上。當(dāng)電源發(fā)生故障時(shí)，整流電源電壓衰減，升壓器的輸入電壓下降，直到電池二極管變?yōu)檎蚱脼橹?，此時(shí)電池可提供給負(fù)載能量。在電池工作期間，變壓器的中心抽頭和電池之間的連接具有電壓倍增效應(yīng)，這使得升壓器工作在2倍的電池供橋電壓條件下。升壓器輸入電壓的最小值要求電池具有80 Vdc或160 Vdc的放電電壓才能保證升壓器的性能。
1.2 逆變過程
逆變器階段采用的是一個(gè)1.5 kW、25 kHz的MOSFET全橋非變壓轉(zhuǎn)換器，將接收到的420 Vdc的升壓器輸出電壓，通過脈寬調(diào)制技術(shù)產(chǎn)生一個(gè)240 Vac的輸出。由于逆變器并非完全隔離，在逆變器的調(diào)制頻率上，升壓器輸出的420 Vdc電壓與其有一個(gè)共同的電壓分量。低通濾波器是由2個(gè)電感器和1個(gè)電容器組成的，2個(gè)電感器分別連接逆變器的輸出管腳。除去隔離和來自逆變器的電壓變換，能夠顯著地增強(qiáng)逆變器的性能，即允許直流耦合以及更大的帶寬和更低的輸出阻抗。逆變器的一個(gè)輸出管腳連接在電容器的參考地上，使得電子控制裝置處于地電位，并通過一個(gè)接地的參考電阻釋放感應(yīng)電流。
2 逆變控制結(jié)構(gòu)
本文所述的控制方法是基于如下的2個(gè)級聯(lián)控制回路(如圖2所示)來饋送恒定頻率的PWM調(diào)制信號。內(nèi)部的電流控制回路通過電流參考電壓和電流反饋電壓來產(chǎn)生誤差信號。這個(gè)信號直接饋送到PWM調(diào)制階段。該模塊的輸出電壓以前饋信號方式添加到電流參考信號中，以確保在負(fù)載發(fā)生變化時(shí)的線性特性。因此，這個(gè)循環(huán)回路可作為一個(gè)線性的跨導(dǎo)放大器。
圖2 級聯(lián)控制環(huán)路示意圖
圖2中，電壓控制回路是利用參考電壓和反饋電壓產(chǎn)生電壓的誤差信號。受限于二極管的開關(guān)特性，電壓誤差信號會饋送到電流控制回路作為電流參考信號。該模塊的電流控制是通過改變電流參考信號的門限值來實(shí)現(xiàn)的。電壓反饋信號來自隔直流的電容電阻衰減器，它實(shí)現(xiàn)了從直流至1 Hz的衰減。
2.1 循環(huán)補(bǔ)償
對于PWM調(diào)制操作的開環(huán)鏈路，調(diào)制的偏移電壓峰峰值為3 Vpp，在過濾器之前會產(chǎn)生一個(gè)800 Vpp的偏移輸出電壓，這樣就形成了系數(shù)為267的電壓增益。如果使用完整的軌對軌的840 Vpp電壓，將會導(dǎo)致惡劣的非線性特性，從而降低性能。
為了滿足對直流電流敏感的負(fù)載(即變壓器等)的要求，反饋放大器采用PI。對于12.5 A的輸出電流，需要將反饋電壓在信號匯聚點(diǎn)保持在3 V(在運(yùn)算放大器階段確保低THD)，反饋增益為Iout/4.17。輸出電流經(jīng)過25 mΩ的電阻并受差分放大器的控制，即使電阻是接地的也需要受差分放大器的控制，以避免地電流引起的共模電壓干擾。
得到要求的增益為
假設(shè)增益頻率遠(yuǎn)大于濾波器的截止點(diǎn)(即濾波器是2.2 mH的電感)，式(5)計(jì)算了電流環(huán)路增益。為了滿足所需的5.6 kHz增益(電流放大器帶寬的設(shè)計(jì)目標(biāo)，且調(diào)制造成的影響足夠低)，放大器的前向增益AI為0.829。為了建立積分的傳遞函數(shù)，需要在418 Hz處添加一個(gè)極點(diǎn)，其值遠(yuǎn)低于濾波器1.2 kHz的截止頻率。通過計(jì)算表明在增益頻率處的補(bǔ)償所造成的影響是微乎其微的。
2.2 電壓放大器補(bǔ)償
假設(shè)一個(gè)理想的內(nèi)部電流環(huán)路的跨導(dǎo)為4.17，輸出阻抗主要是電容性的(8 pF)。這里需要注意的是該濾波器電感受電流階段控制，所以在線條件下會被吸收在電流回路中，并不會作為過濾器中的無源元件。為了滿足對直流電壓敏感的負(fù)載(即變壓器等)要求，反饋放大器采用PI。對于340 Vp的輸出電壓，在匯聚點(diǎn)保證反饋電壓的峰值小于3.8 Vp。(運(yùn)算放大器階段確保低THD)，因此反饋增益為Vout/90。輸出電壓由一個(gè)接地參考電阻實(shí)現(xiàn)分壓。
得到要求的增益為
電壓的環(huán)路增益由式(10)給出。為了使其增益頻率同樣等于內(nèi)部電流環(huán)路的增益頻率5.6 kHz(可以保證最大的閉環(huán)帶寬，且有足夠的相位余量)，可得放大器的前向增益AV為0.165。除了對電壓反饋分壓增加一個(gè)隔直流電容，截止頻率為1 Hz，還要在傳遞函數(shù)的130 Hz處添加一個(gè)極點(diǎn)。這2項(xiàng)措施可以既降低運(yùn)算放大器的偏移影響，又確保輸出的直流電壓分量不超過10 mV。在我們所關(guān)心的電源頻率范圍(40～70 Hz)，為了降低輸出阻抗，分別在100 Hz和500 Hz處加入極點(diǎn)和零點(diǎn)，這樣能夠獲得10倍的增益。
2.3 大信號的不穩(wěn)定性
在實(shí)際使用中，在去除短路之前，電流回路的誤差較小，參考電流信號和反饋電流信號的大小相近。當(dāng)去除短路時(shí)由于電流回路放大器的飽和，會在最低相位余量頻率處(2 kHz)，電壓回路存在不穩(wěn)定性。除去短路后，輸出電感所儲存的能量和高帶寬的電壓控制回路會向相反極性驅(qū)動電流誤差信號，且速度比輸出電流(以及反饋電流)要快，這就導(dǎo)致很大的電流誤差信號，從而使放大器飽和。
控制放大器飽和的方法是檢測電流誤差信號是否超出了PWM的補(bǔ)償范圍，接著對輸入?yún)⒖茧妷翰捎幂^大的負(fù)反饋，使得電流誤差信號脫離飽和。在具有多個(gè)并行階段的系統(tǒng)中，這種不穩(wěn)定只發(fā)生在所有電流放大器均是飽和狀態(tài)的情況下，因?yàn)槿魏我粋€(gè)線性工作的電流放大器是可以抑制其它放大器的。因此在恢復(fù)階段，為了防止輸出性能下降，只有在所有放大器均飽和時(shí)才觸發(fā)負(fù)反饋功能。
2.4 前饋補(bǔ)償
另外一種替代的保護(hù)方法是將輸出電壓反饋到電流參考信號，將電流環(huán)路改為P類型。為了確保誤差在最壞的情況下，反饋也足以將電流誤差驅(qū)動到放大器的線性區(qū)域內(nèi)，需要明確反饋量的大小，以確保從瞬態(tài)中恢復(fù)。
反饋在線性工作條件下是前向的，因此系統(tǒng)的傳遞函數(shù)是作為前向反饋項(xiàng)出現(xiàn)的。在正常的工作條件下，也就是在不影響系統(tǒng)性能的前提下，電壓控制回路可以完成補(bǔ)償任務(wù)，此時(shí)這個(gè)前饋項(xiàng)的幅度很小(即前饋項(xiàng)為一個(gè)小的擾動輸入)。當(dāng)存在多個(gè)并行的功率級時(shí)，由于前饋項(xiàng)的存在，可能會導(dǎo)致循環(huán)電流的增加，這是由不同電流回路間的前饋項(xiàng)不完全匹配造成的。
3 并行模塊
從電壓環(huán)路增益的計(jì)算中可以看出:如果電流回路的跨導(dǎo)比率和輸出電容保持恒定，那么電壓環(huán)路的補(bǔ)償對于不同的輸出功率也保持不變(前提是濾波器的截止頻率與電流環(huán)路的增益和相位是不變的)。因此，增加并聯(lián)電流回路和功率級數(shù)(如圖3所示)會使輸出功率成倍增加，每一級都是本文所分析得到的1.5 kW。而且，如果每一級濾波器和電流環(huán)的跨導(dǎo)增大或縮小，那么該功率級也會隨之變化。
通過利用級聯(lián)的控制回路，在單獨(dú)電壓回路的控制下設(shè)置任意數(shù)量的跨導(dǎo)放大器，該結(jié)構(gòu)就會產(chǎn)生增益的效果。如果將電壓補(bǔ)償設(shè)計(jì)成與電流級數(shù)的數(shù)量無關(guān)，每個(gè)模塊輸出各自的電流參考信號，那么該架構(gòu)就允許模塊化擴(kuò)展，通過使用額外的冗余模塊對工作模塊進(jìn)行調(diào)整。
電壓誤差信號和電流參考信號通過緩沖和分發(fā)方式，在模塊之間達(dá)到共享的效果。由于電流參考信號(電壓誤差信號)帶寬為5 kHz，且存在25 kHz的相位，所以信號分配網(wǎng)絡(luò)需要具備大于100 kHz的帶寬。
圖3 并聯(lián)模塊方法示意圖
每個(gè)模塊使用高共模抑制比(CMRR)的放大器重新生成每個(gè)模塊內(nèi)的電流參考信號。在分配電流參考信號之前，應(yīng)當(dāng)設(shè)置系統(tǒng)電流的門限，以保證電壓環(huán)路補(bǔ)償相對于每個(gè)模塊的跨導(dǎo)不同時(shí)，每個(gè)模塊可以有不同的設(shè)置。這種技術(shù)具備較強(qiáng)的魯棒性，即使在強(qiáng)干擾的環(huán)境中也會工作得很好［6－7］。
由于反饋給每個(gè)模塊的電流參考信號是相同的，每個(gè)模塊會按照其跨導(dǎo)成比例地輸出電流和功率。在無負(fù)載時(shí)，由于參考信號的分配所造成的累積誤差，模塊之間存在約5%的循環(huán)電流。當(dāng)負(fù)載比率大于5%時(shí)，這些誤差并不明顯，循環(huán)電流可以忽略不計(jì)。
還可以設(shè)置額外的電路與電流參考信號和實(shí)際模塊的輸出電流進(jìn)行比較，以確定模塊工作是否有故障。如果比較后得到的誤差信號比較小，那么模塊工作正常。如果檢測到較為明顯的誤差，則表明該模塊有故障。此時(shí)任何故障模塊都應(yīng)該自動關(guān)閉，并以最快的速度斷開逆變器的輸出［8］。
在一個(gè)模塊失效的情況下，為了糾正系統(tǒng)的瞬時(shí)電壓，電壓誤差信號和電流參考信號均會有所增加。分布式輸出濾波器所存儲的能量為級聯(lián)控制回路在其各自的帶寬內(nèi)糾正這種錯(cuò)誤提供了可能。
本系統(tǒng)允許存在任意數(shù)量的模塊，以保證任何單個(gè)模塊的失效都不會對系統(tǒng)性能造成影響。雖然由于元件數(shù)量的增加，模塊發(fā)生故障的可能性也會相對比較高，但是系統(tǒng)的實(shí)用性也大大增強(qiáng)了。在任何一個(gè)系統(tǒng)中(n＞1)，增加一個(gè)獨(dú)立的冗余模塊會使系統(tǒng)的MTBF獨(dú)立于模塊，并由系統(tǒng)管理模塊的MTBF所決定。
4 結(jié)束語
本文的架構(gòu)已經(jīng)成功地應(yīng)用在從500 W到12.5 kW的一系列UPS設(shè)備上，并對關(guān)鍵的應(yīng)用程序表現(xiàn)出高性能和實(shí)用性。由于逆變器提供了近乎理想的低頻功率放大器的特性，它可以用于任意波形信號發(fā)生器的供電和可變頻率的交流電源。對于一些潛在應(yīng)用還包括作為功率放大器應(yīng)用于地質(zhì)勘探、振動試驗(yàn)設(shè)備、亞音速放大結(jié)構(gòu)測試以及低頻率的音頻放大。
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