王樹(shù)人，蔣 偉，莫岳平

(揚(yáng)州大學(xué)能源與動(dòng)力工程學(xué)院，江蘇 揚(yáng)州225127)

引言

隨著能源技術(shù)的發(fā)展，各類(lèi)新型發(fā)電與儲(chǔ)能裝置應(yīng)運(yùn)而生，并逐漸獲得廣泛應(yīng)用；同時(shí)，電子信息與工業(yè)控制領(lǐng)域也不斷涌現(xiàn)出諸多新的電子產(chǎn)品。由于采用了新技術(shù)與新工藝，這些裝置與產(chǎn)品常對(duì)電源供應(yīng)有一些特殊限制；這就對(duì)其供電電源與功率調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)提出了更高的要求。

能耗式電子負(fù)載可以用來(lái)模擬真實(shí)的用電設(shè)備；通過(guò)控制開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通量，實(shí)現(xiàn)對(duì)負(fù)載電流、電壓、功率的控制。所以電子負(fù)載在電源變換器的輸出動(dòng)/靜態(tài)性能測(cè)試、未知供電系統(tǒng)或裝置的特性識(shí)別方面都有非常重要的意義。

目前在實(shí)際應(yīng)用領(lǐng)域，電子負(fù)載的控制仍以模擬實(shí)現(xiàn)為主，數(shù)字式產(chǎn)品占有率較低。而模擬控制系統(tǒng)適應(yīng)性較差，不能滿足對(duì)電源的復(fù)雜測(cè)試要求。數(shù)字型電子負(fù)載則具有穩(wěn)定性強(qiáng)，特性易于控制等優(yōu)點(diǎn)，可以自動(dòng)地調(diào)節(jié)負(fù)載特性、切換負(fù)載模式，以滿足不同輸出特性的測(cè)試要求。但是數(shù)字式電子負(fù)載也有較大改進(jìn)空間：數(shù)字控制器的主頻限制了系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)頻率與采樣率，這在根本上限制了系統(tǒng)的控制帶寬；另外由于多數(shù)系統(tǒng)使用了數(shù)字PWM控制技術(shù)，也導(dǎo)致系統(tǒng)電壓電流紋波較大[1-6]。有關(guān)研究者提出了模擬與開(kāi)關(guān)式混合的電子負(fù)載結(jié)構(gòu)，提高了電子負(fù)載的暫態(tài)響應(yīng)，也有研究者提出了用數(shù)模轉(zhuǎn)換的方式驅(qū)動(dòng)MOSFET，但這些解決方案在系統(tǒng)成本或穩(wěn)定性方面都有其局限性。

本文設(shè)計(jì)的數(shù)字式電流吸收負(fù)載采取了以寬安全工作區(qū)的線性MOSFET作為能耗元件，以數(shù)字控制回路代替?zhèn)鹘y(tǒng)的模擬回路的方案。調(diào)制模式采用高頻高精度多相交錯(cuò)PWM的方案進(jìn)行主動(dòng)式電流紋波抑制，克服了數(shù)字電力電子系統(tǒng)中的固有問(wèn)題。采用16位數(shù)字信號(hào)控制器（DSC）實(shí)現(xiàn)閉環(huán)電流控制，滿足了系統(tǒng)快速性和穩(wěn)定性的要求。

1 系統(tǒng)原理與設(shè)計(jì)

1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

如圖1所示，數(shù)字式電流吸收負(fù)載系統(tǒng)主要由功率MOSFET負(fù)載電路、電流檢測(cè)電路、控制器模塊、功率MOSFET驅(qū)動(dòng)電路四部分組成。控制系統(tǒng)采集功率器件的電流與參考值進(jìn)行比較，將誤差進(jìn)行放大并生成新的驅(qū)動(dòng)信號(hào)VGS；控制系統(tǒng)將MOSFET的穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)保持在飽和區(qū)，從被測(cè)系統(tǒng)中吸收恒定的或按規(guī)律變化的電流。

1.2 功率MOSFET及其驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

功率半導(dǎo)體器件優(yōu)點(diǎn)在于調(diào)節(jié)精度高和速度快，而且通過(guò)改變控制方法，不僅可以模擬實(shí)際的負(fù)載情況，還可以模擬一些特定負(fù)載波形曲線，測(cè)試電源的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)特性。

本設(shè)計(jì)選用IXYS公司的一款具有較寬正偏安全工作區(qū) （FBSOA）的線性功率 MOSFET產(chǎn)品IXTH80N20L作為負(fù)載器件。IXTH80N20L可耐壓200 V，ID在 25℃時(shí)（ID25）最大為 80 A。 設(shè)計(jì)過(guò)程中通過(guò)對(duì)器件電壓電流的檢測(cè)與上限值的控制，保證其始終處于FBSOA之內(nèi)，以達(dá)到保護(hù)器件的目的。

由于MOSFET具有正溫度系數(shù)，本設(shè)計(jì)中負(fù)載電路由四路并聯(lián)的MOSFET組成，四路MOSFET門(mén)極分別與各自的驅(qū)動(dòng)電路相連，研究中提出的多路分流方法可以增加系統(tǒng)的可靠性。

圖2為驅(qū)動(dòng)電路圖，對(duì)應(yīng)一路PWM輸入信號(hào)。驅(qū)動(dòng)器采用晶體三級(jí)管實(shí)現(xiàn)PWM信號(hào)放大功能，三極管的開(kāi)關(guān)速度符合設(shè)計(jì)要求的快速性。驅(qū)動(dòng)電路的輸入為四路200 kHz TTL電平的PWM信號(hào)，輸出為峰值為12 V的PWM波；每路輸出經(jīng)過(guò)RC濾波器得到一定紋波的直流電壓信號(hào)用于驅(qū)動(dòng)MOSFET。綜合考慮RC濾波器引入的相角跌落與VGS的紋波，將RC濾波器的截止頻率選在16 kHz，即略小于開(kāi)關(guān)頻率的10倍頻程。

圖2 單路PWM驅(qū)動(dòng)原理圖

1.3 電流采樣電路設(shè)計(jì)

系統(tǒng)工作時(shí)，主電路的大電流檢測(cè)采用閉環(huán)霍爾電流傳感器，這種方法的測(cè)量精度相對(duì)較高，穩(wěn)定性好。本設(shè)計(jì)采用的電流傳感器輸出為電壓值，輸出電壓與采樣電流的關(guān)系為：

由于穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流紋波不大，所以輸出的電壓信號(hào)使用截止頻率約16 kHz的低通RC濾波電路濾波，再送至控制器供A/D模塊采樣。

1.4 控制系統(tǒng)分析

電流吸收負(fù)載系統(tǒng)的功率級(jí)為四路交錯(cuò)控制的MOSFET，可取一路進(jìn)行控制系統(tǒng)分析[7]。圖3為單路控制系統(tǒng)框圖，其中濾波環(huán)節(jié)均為一階無(wú)源RC濾波器；電流傳感器的小信號(hào)增益為式(1)中函數(shù)斜率；K可以在MOSFET飽和區(qū)的輸出特性得到；PI為比例積分控制器。

圖4為系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)波特圖，由圖可知，經(jīng)過(guò)補(bǔ)償?shù)目刂苹芈反┰筋l率為10 kHz，相位裕量為70°，滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性與相應(yīng)速度的要求。

2 數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)

本設(shè)計(jì)選擇了Microchip公司的數(shù)字信號(hào)控制器 （dsPIC33FJ64GS606）；芯片最高內(nèi)核頻率為40 MHz，帶有豐富的PWM外設(shè)以及可同步觸發(fā)的10位A/D轉(zhuǎn)換器。

2.1 四相交錯(cuò)PWM與A/D設(shè)置

設(shè)置通過(guò)配置周期寄存器使PWM輸出頻率為200 kHz，初始占空比為50%，通過(guò)phase寄存器設(shè)置相對(duì)相位相差為90°；則四相PWM波初始狀態(tài)如圖5所示。ADC觸發(fā)同步于PWM，采樣頻率設(shè)為40 kHz，即每5個(gè)PWM周期觸發(fā)一次AD采樣。

2.2 程序設(shè)計(jì)

程序整體分成主程序與中斷子程序兩部分，主程序主要對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行振蕩器配置、PID參數(shù)的初始化、PWM初始化、ADC初始化。在主程序中，設(shè)置系統(tǒng)時(shí)鐘頻率（Fosc）為 60 MHz，時(shí)鐘輸出（Fcy）為 30 MHz；由于高速ADC模塊和PWM模塊使用附屬時(shí)鐘作為時(shí)鐘源，所以要配置附屬時(shí)鐘為120 MHz；流程圖如圖6所示。

當(dāng)ADC中斷標(biāo)志位置位，程序進(jìn)入中斷服務(wù)子程序。中斷程序提取AD的采樣值，進(jìn)行PID運(yùn)算，最后同時(shí)更新四路PWM的占空比。需要注意的是，PID程序中需要根據(jù)驅(qū)動(dòng)電路供電電壓而設(shè)置限幅值[8]，將濾波后的門(mén)極電壓限制在約0～5 V的范圍內(nèi)，使MOSFET工作于飽和區(qū)；流程圖如圖7所示。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

系統(tǒng)測(cè)試包括驅(qū)動(dòng)電路性能測(cè)試、恒流模式穩(wěn)態(tài)測(cè)試、動(dòng)態(tài)測(cè)試以及脈沖電流負(fù)載測(cè)試。驅(qū)動(dòng)電路的性能是系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)閉環(huán)實(shí)時(shí)控制的重要保證。如圖8中所示，通道CH1、CH2、CH4的波形對(duì)應(yīng)于圖2中所示的測(cè)試點(diǎn)A、B、C。測(cè)試結(jié)果表明驅(qū)動(dòng)電路可以對(duì)200 kHz的PWM信號(hào)進(jìn)行有效放大。圖9為四路PWM濾波后加在門(mén)極的電壓，波形表明四路PWM的相位關(guān)系。

恒流吸收負(fù)載模式下，只要負(fù)載端電壓在FBSOA的設(shè)定范圍之內(nèi)，負(fù)載電流將始終保持恒定。實(shí)驗(yàn)中，輸入電壓范圍為2～12 V，電流設(shè)定值為3 A。圖10所示當(dāng)輸入電壓為9 V時(shí)，負(fù)載電流平均值保持在3 A。由圖10中波形可知，對(duì)于測(cè)試用穩(wěn)壓直流電源RXN-3010D-II，由于受到電子負(fù)載穩(wěn)態(tài)電流紋波的影響，輸出電壓波形會(huì)出現(xiàn)同頻率的紋波。

圖11為恒流電流吸收負(fù)載模式下的動(dòng)態(tài)測(cè)試。通道CH1代表被測(cè)電源輸出電壓，通道CH2代表受控負(fù)載電流波形。如圖所示，如改變負(fù)載端電壓，系統(tǒng)響應(yīng)的電流波形的平均值保持不變，且響應(yīng)時(shí)間短，符合系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。但也看到，當(dāng)輸入電壓較小時(shí)，電源輸出電壓波形和主電路電流波形的紋波相對(duì)較小。當(dāng)輸入電壓變大時(shí)，由于VGS是PWM濾波后所得，所以其紋波的存在會(huì)影響器件導(dǎo)電溝道的等效阻抗，故負(fù)載電壓增大時(shí)負(fù)載電流的紋波也會(huì)變大，但是平均值受閉環(huán)回路控制，故無(wú)影響。

在控制器中設(shè)置電流設(shè)定值在4 A和8 A之間循環(huán)跳躍，觀察電源對(duì)脈沖電流的響應(yīng)情況。如圖12所示。通道CH1是被測(cè)電源電壓，通道CH2是負(fù)載電流波形。據(jù)電流波形可知，負(fù)載電流可跟隨變化的指令，且響應(yīng)時(shí)間與超調(diào)量均符合系統(tǒng)設(shè)計(jì)的暫態(tài)要求。此外，由圖12中電壓波形（CH1）可知，當(dāng)外部需求的電流發(fā)生改變，被測(cè)恒壓源輸出電壓的暫態(tài)值和脈沖周期內(nèi)的平均值也會(huì)發(fā)生一定的改變。由此可知此穩(wěn)壓電源無(wú)法很好的響應(yīng)快速變化的負(fù)載。

4 結(jié)論

本論文設(shè)計(jì)了基于數(shù)字控制的多相電流吸收負(fù)載，通過(guò)控制該負(fù)載中線性功率MOSFET的輸出阻抗（導(dǎo)通量），實(shí)現(xiàn)了對(duì)負(fù)載電流的可靠控制；基于反饋控制理論設(shè)計(jì)的閉環(huán)控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了電流吸收負(fù)載特性，同時(shí)也提高了控制精度；用高頻PWM控制代替D/A轉(zhuǎn)換控制，不僅可以實(shí)現(xiàn)控制要求，而且降低了設(shè)計(jì)成本。實(shí)驗(yàn)測(cè)試表明，該電流吸收負(fù)載具有較好的穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)特性，可用于未來(lái)數(shù)字化的電源測(cè)試設(shè)備。

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