范 靖，彭 濤，王文博

(北京郵電大學泛網(wǎng)無線通信教育部重點實驗室，北京100876)

1 引言

TD－SCDMA是我國通信歷史上第一個擁有自主知識產(chǎn)權(quán)的3G國際標準，截至2013年4月，TDSCDMA用戶數(shù)已經(jīng)達到1.2億。隨著用戶的迅速發(fā)展壯大，市場對TD－SCDMA終端的需求也成倍增加，同時終端市場正往多模、多核的趨勢發(fā)展?，F(xiàn)階段有關(guān)TD－SCDMA多核手機芯片的實現(xiàn)方案研究符合市場的發(fā)展需要。

作為終端開機的第一步，下行同步直接影響了終端的整體性能。下行導頻時隙(DwPTS)搜索和載波頻偏估計在下行同步中是最關(guān)鍵的問題。文獻[1－2]總結(jié)和比較了現(xiàn)有的主要DwPTS搜索算法，文獻[3]總結(jié)和比較了現(xiàn)有的主要載波頻偏估計算法。本文首先介紹了下行同步過程[4]，然后結(jié)合各種主要的DwPTS搜索算法和載波頻偏估計算法的比較，設計了快速的非信令下行同步方案，最后根據(jù)Tensilica多核DSP芯片的特點充分優(yōu)化了該方案的實現(xiàn)，給出了同步性能分析。

2 TD－SCDMA下行同步過程及算法

下行同步包括下行同步捕獲和下行同步跟蹤兩個過程。

2.1 下行同步捕獲

同步捕獲是指用戶開機搜索到駐留到合適的小區(qū)的過程，主要包括以下步驟:

(1)考察TDD頻帶2010～2025 MHz內(nèi)9個頻點的功率，選擇最大功率的頻點開始搜索;

(2)搜索 DwPTS，實現(xiàn)5 ms子幀同步，找出下行同步碼(SYNC_DL)碼號;

(3)利用SYNC_DL進行頻偏估計，調(diào)整初始大頻偏;

(4)根據(jù)第2步解出的SYNC_DL碼與Midamble碼組的對應關(guān)系找出Midamble碼和擾碼;

(5)根據(jù)Midamble碼進行頻偏估計，進行頻偏精調(diào);

(6)解 SYNC_DL相位，實現(xiàn)傳輸時間間隔(TTI)同步，解廣播信道。根據(jù)步驟2～6的結(jié)果判斷是否返回步驟1更換頻點。

2.1.1 DwPTS 搜索算法

DwPTS搜索是指找到子幀中的SYNC_DL位置以及碼號，實現(xiàn)5 ms同步。目前已有的DwPTS搜索算法主要有標準時域相關(guān)法、標準頻域相關(guān)法、Alessandro頻域改善法、特征窗法以及相應的改進算法、幀結(jié)構(gòu)搜索法等[2]。由于文章篇幅限制，下面只對特征窗法做相應介紹。

設接收到的一個子幀數(shù)據(jù)為 ri，i=1，2，…，6400。32組長度為64的本地SYNC_DL碼調(diào)制符號序列為sj

k，k=1，2，…，64;j=1，2，…，32。特征窗法[4]包括DwPTS位置粗搜和SYNC_DL碼確認兩個步驟。DwPTS位置粗搜是指根據(jù)幀結(jié)構(gòu)，64 chip的SYNC_DL碼的左邊有32 chip的保護間隔(GP)，右邊有96 chip的GP。由于GP的功率很小，SYNC_DL碼的功率較大，利用接收信號的功率形狀建立功率“特征窗”的方法來搜索DwPTS的大致位置。計算步驟如下所述。

(1)計算接收信號碼片功率

(2)計算特征窗功率比值

其中，step為特征窗移動步長，可以取1、2、4、8 等。

(3)找出Ri的最大值

假設其標號為im，則相對初始幀定時的DwPTS的大致位置為

SYNC_DL碼確認是指，從 Pos處開始取128 chip數(shù)據(jù) r2，其中第 k個元素表示為 r2，k，k=0，…，127，第 i組復值 SYNC_DL碼為 si，其中第 k個元素表示為 si，k，i=0，1，…，31;k=0，1，…，63，計算接收信號與32個SYNC_DL碼的復相關(guān)功率。先在SYNC_DL碼后補64個0，再計算復相關(guān):

找出每個powi，k的最大值pow_maxi，并找出32個pow_maxi的最大值pow_MAXm，則確認SYNC_DL碼的編號為m，根據(jù)最大值pow_MAXm的位置position可以算出DwPTS的起始位置為Pos+position。

特征窗法的改進算法[2]主要有兩個:一是將除法改進為乘法;二是為了降低DwPTS的誤判率，引入了平均功率準則。

2.1.2 頻偏估計算法

頻偏是指由于終端的晶振抖動、老化等因素，導致了接收機本振的頻率與基站頻率不匹配。頻偏會嚴重影響接收機和同步保持的性能，因此需要對頻偏進行估計并調(diào)整、補償。由于終端的非信令模式主要是用于生產(chǎn)測試，采用AWGN信道模擬，用于頻偏估計的系統(tǒng)模型如圖1所示。

圖1 頻偏估計系統(tǒng)模型Fig.1 Frequency offset estimation system model

圖中:

式中，si為Midamble碼或SYNC_DL碼序列，N為Midamble碼或者SYNC_DL碼長度，Tc為碼片速率。s(t)經(jīng)過AWGN信道后得到r(t):

式中，Δf是需要估計的頻偏，θ是均勻分布于[0，2π)內(nèi)的隨機相位，τ是時延，n(t)是復加性高斯白噪聲，nk=nk，c+jnk，s，{nk，c} 和 { nk，s}是相互獨立的零均值高斯白噪聲序列，其方差均為σ2/2。由于發(fā)送的訓練序列已知，即，可以算出用于頻偏估計的輸入序列

以下是常用的頻偏估計算法，由于本文篇幅限制只給出計算公式。

(1)Kay 算法[6]

(2)Fitz算法[7]

(3)L＆R 算法[8]

(4)Kay＆R 算法

(5)差分相關(guān)算法[2]

2.2 下行同步跟蹤

下行同步跟蹤是指在下行捕獲成功之后，不斷地跟蹤檢測時偏和頻偏，并做出相應的調(diào)整。

3 下行同步框架設計

3.1 基于Tensilica多核DSP平臺的物理層框架設計

Tensilica公司能夠根據(jù)應用需求定制出結(jié)合高計算性能、低功耗、高集成度等優(yōu)點的可擴展Xtensa處理器，為現(xiàn)今高容量嵌入式系統(tǒng)提供最優(yōu)良的解決方案。本文中的非信令TD－SCDMA物理層框架是基于Tensilica公司Atlas LTE解決方案加Maxim射頻芯片設計的。Atlas系統(tǒng)主要包括一個ConnX BSP3核、一個 ConnX SSP16核、一個 ConnX Turbo16MS以及3個ConnX BBE16核，每種DSP核由于設計方法不同分別擅長不同的運算處理，根據(jù)各個核擅長的運算設計了如圖2所示的物理層框架。

圖2 TD－SCDMA物理層整體框圖Fig.2 The framework of TD－SCDMA L1

本文實現(xiàn)的下行同步主要用到了圖2中的BSP3主控核、BBE16_Rx1核、BBEL2緩存和Maxim射頻芯片組。

3.2 DwPTS搜索算法比較

DwPTS搜索作為下行同步的第一步，需要選擇計算量小、搜索成功率高、穩(wěn)定性好的算法。文獻[2]中給出了主要算法性能比較，標準時域相關(guān)法和標準頻域相關(guān)法及其改進算法相較于其他算法運算量都很大，同時考慮到同步建立時間，最佳的Dw-PTS搜索算法就集中于特征窗搜索系列算法。在特征窗搜索算法中，在DSP實現(xiàn)時采用乘法比較相較于除法比較計算更準確，計算開銷更小，而平均功率判決的改進能使系統(tǒng)在更低的信噪比下搜索成功?？紤]到非信令模式下，終端直連與終測儀，系統(tǒng)信噪比很高，因此綜合各種因素，最佳的DwPTS搜索算法為基于乘法比較的特征窗搜索算法。圖3給出了DwPTS搜索成功率與信噪比的關(guān)系，信道采用AWGN信道模擬。

圖3 不同SNR下特征窗法DwPTS搜索成功率Fig.3 The success rate of power window method

3.3 頻偏估計算法比較

由于Midamble碼比SYNC_DL碼長，采用Midamble碼進行頻偏估計相較于采用SYNC_DL碼進行頻偏估計會有2～3 dB的增益。下面針對1 kHz頻偏信號給出基于Midamble碼的各頻偏估計算法的性能比較。根據(jù)圖4可知，各算法在信噪比大于2 dB時均值都穩(wěn)定于1000 Hz左右，當信噪比低于0 dB時，F(xiàn)itz、L＆R、差分相關(guān)算法的性能優(yōu)于Kay、Kay＆R 算法。

圖4 不同SNR下基于Midamble碼的頻偏估計均值Fig.4 Mean frequency offset estimation with M

根據(jù)圖5可知，各算法的頻偏估計標準差隨著信噪比的增加而降低，當信噪比高于0 dB時，Kay＆R算法最差，其余各算法性能相近。

圖5 不同SNR基于Midamble碼的頻偏估計標準差Fig.5 MSE of frequency offset estimation with M

從表1比較分析可知，F(xiàn)itz、Kay＆R算法計算量最大，L＆R算法計算量稍大，Kay算法計算量較小，差分相關(guān)算法計算量最小。

表1 頻偏估計算法計算量比較Table 1 The complexity of different frequency offset estimation algorithms

綜合以上仿真分析，頻偏估計采用基于Midamble碼的差分相關(guān)算法相比于其他各種算法具有更低的計算復雜度，且性能很好，所以采用相關(guān)差分算法實現(xiàn)頻偏調(diào)整是最優(yōu)選擇。

3.4 下行同步方案設計

基于非信令綜測儀發(fā)送 DwPTS和PCCPCH(Primary Common Control Physical Channel)及DPCH的特點，以及以上算法分析，設計了一種簡單可行的下行同步方案，如圖6所示。

圖6 下行同步方案框圖Fig.6 Framework of downlink synchronization

方案主要分為兩步，即同步捕獲和同步跟蹤。同步捕獲包括DwPTS同步、確定Midamble碼、頻偏估計(由于綜測儀和終端約定了頻點，不會出現(xiàn)非常大的頻偏，可以直接利用Midamble碼進行頻偏精調(diào))、TTI同步;同步跟蹤用廣播信道的 Midamble碼，包括用信道估計峰值跟蹤時偏和用相關(guān)差分法估計頻偏。

在同步捕獲成功后，一次性地調(diào)整同步調(diào)整量T(如圖7所示)，使當前幀直接與系統(tǒng)幀的TTI開頭對齊，這使得同步捕獲的處理流程變得簡單。

圖7 同步捕獲成功后時偏調(diào)整Fig.7 Time adjustment after sync capture

4 下行同步算法實現(xiàn)優(yōu)化

下行同步算法中主要的運算類型有實數(shù)或復數(shù)加法、實數(shù)或復數(shù)乘法、數(shù)組求最值位置、實數(shù)或復數(shù)FFT運算，BBE16_Rx1核的設計非常適合這類數(shù)據(jù)密集型運算。BBE16_Rx1核支持單指令多數(shù)據(jù)(Single Instruction Multiple Data，SIMD)技術(shù)，這種技術(shù)可以使用單一的指令對多個連續(xù)的數(shù)據(jù)進行并發(fā)操作，從而成倍地提高運算速度。同時，Tensilica公司提供適合該核特點的高度優(yōu)化過的信號處理函數(shù)庫，包括極快的FFT庫函數(shù)。為了提高數(shù)據(jù)吞吐量，所有算法用到的數(shù)組都以16字節(jié)為單位進行內(nèi)存邊界對齊。

對于單一的實數(shù)或復數(shù)加法、乘法、乘累加運算等，都可以通過合理地設計程序結(jié)構(gòu)和數(shù)據(jù)組織形式，充分利用SIMD技術(shù)和自動向量化技術(shù)來提高運算速度。BBE16核區(qū)分內(nèi)存數(shù)據(jù)類型和寄存器數(shù)據(jù)類型，用于運算的數(shù)據(jù)自動進行由內(nèi)存數(shù)據(jù)類型到寄存器數(shù)據(jù)類型的擴展，16 b的內(nèi)存數(shù)據(jù)類型被擴展成20 b的寄存器數(shù)據(jù)類型，32 b的內(nèi)存數(shù)據(jù)類型被擴展成40 b的寄存器數(shù)據(jù)類型，當運算完成時寄存器數(shù)據(jù)類型經(jīng)過飽和處理自動轉(zhuǎn)換到內(nèi)存數(shù)據(jù)類型。對于實數(shù)或復數(shù)的加法和乘法運算，通過采用SIMD技術(shù)能成倍地降低運算時間。圖8為SIMD并行實現(xiàn)4組復數(shù)并行乘法示意圖。

圖8 SIMD并行實現(xiàn)4組復數(shù)并行乘法Fig.8 Parallel complex multiplication using SIMD

DwPTS同步過程中的最值位置運算也是影響處理時延的關(guān)鍵運算。最值位置運算通過兩兩比較得到最值并更新最值位置，經(jīng)過反復往后迭代即可得到數(shù)值中最值位置，由于循環(huán)里面有if比較結(jié)構(gòu)，編譯器不能進行自動向量化，每次循環(huán)只能處理一次比較。由于BBE16提供了向量化的比較運算和數(shù)據(jù)交換操作，可以一次進行8組16 b實數(shù)的比較(圖9)，大大提高了邏輯運算的吞吐量。

圖9 SIMD實現(xiàn)8組16 b實數(shù)并行比較Fig.9 Parallel comparison using SIMD

經(jīng)過以上優(yōu)化處理，最終同步捕獲用時400 μs左右，同步跟蹤用時40 μs左右，同步處理時延非常小，尤其同步跟蹤響應極快。

圖10給出了SNR為10 dB時終端頻偏估計均值和標準差的收斂情況。

圖10 SNR為10 dB時終端頻偏估計均值和標準差不斷收斂Fig.10 Mean and MSE of frequency offset estimation when continuing to converge at 10 dB

圖10表明了隨著系統(tǒng)的運行，頻偏估計的均值收斂于10 Hz左右，頻偏估計的標準差收斂于32 Hz左右。在這樣的同步性能下，接收鏈路的Raw BER(信道譯碼前誤碼率)幾乎為0，完全能滿足系統(tǒng)要求，因此采用這種非信令模式的下行同步設計能夠極大地簡化多核終端的生產(chǎn)測試。

5 結(jié)論

本文系統(tǒng)性地總結(jié)分析了TD－SCDMA系統(tǒng)下行同步過程，比較了下行同步中的關(guān)鍵問題DwPTS同步和頻偏估計的各種算法，根據(jù)非信令模式的特點合理地設計了下行同步方案，并根據(jù)多核手機芯片的特點充分優(yōu)化了該方案的實現(xiàn)。最終實現(xiàn)結(jié)果表明，該下行同步方案處理時延低，同步捕獲成功率為100%，同步跟蹤階段沒有發(fā)現(xiàn)時間偏移。

[1]任修坤，胡捍英.TD－SCDMA中下行引導時序搜索算法研究與比較[J].信息工程大學學報，2006，7(4):370－372，386.REN Xiu－kun，HU Han－ying.Research on and Comparison of Algorithms of Searching DwPTS in TD－SCDMA[J].Journal of Information Engineering University，2006，7(4):370－372，386.(in Chinese)

[2]趙慧慧，易準，安世全.TD－SCDMA系統(tǒng)下行鏈路同步技術(shù)研究[J].通信技術(shù)，2007，40(11):199－201，243.ZHAO Hui－h(huán)ui，YI Zhun，AN Shi－quan.Analysis on Technologys for Searching DwPTS in TD－SCDMA [J].Communications Technology，2007，40(11):199－201，243.(in Chinese)

[3]任修坤，白曉洛，沈戰(zhàn)峰，等.TD－SCDMA系統(tǒng)頻偏估計算法[J].光通信研究，2008，34(1):65－70.REN Xiu－kun，BAI Xiao－luo，SHEN Zhan－feng.Frequency offset estimation algorithm for TD－SCDMA systems[J].Study on Optical Communications，2008，34(1):65－70.

[4]簡偉，余建國，王琳，等.TD－SCDMA下行小區(qū)快速搜索的關(guān)鍵問題研究[J].電信科學，2009，25(1):57－61.JIAN Wei，YU Jian－guo，WANG Lin，et al.Study on Monitoring，Management and Control of Self－ organized Network[J].Telecommunication Science，2009，25(1):57－61.(in Chinese)

[5]Ventura A，Hindelng T.A Low Complexity Algorithm for Frame Synchronization in TDD－LCR System[C]//Proceedings of the 13th IEEE International Symposium on Personal，Indoor and Mobile Radio Communications.Lisbon，Portugal:IEEE，2002，75－78.

[6]Kay S.A Fast and Accurate Single Frequency Estimator[J].IEEE Transactions on Acoustic，Speech，and Signal Processing，1989，37(12):1987－1990.

[7]Fitz M P.Further result in the fast estimation of a single frequency[J].IEEE Transactions on Communications，1994，42(2，3，4):862－864.

[8]Luise M，Reggiannini R.Carried frequency recovery in all－digital modems for burst－mode transmissions [J].IEEE Transactions on Communications，1995，43(2，3，4):1169－1178.