吳海峰，翟憲振，羅向東

(南通大學(xué)江蘇省專用集成電路設(shè)計重點實驗室，江蘇南通226019)

紫外探測技術(shù)是繼紅外和激光探測技術(shù)之后發(fā)展起來的又一軍民兩用的光電探測技術(shù)。紫外探測技術(shù)最直接的應(yīng)用是導(dǎo)彈預(yù)警與跟蹤，此外，紫外探測器還可用于高保密性紫外通信技術(shù)，而紫外探測技術(shù)的關(guān)鍵是研制高靈敏度、低噪聲的紫外探測器件及其讀出電路［1-3］。波長處于日盲紫外波段的GaN基雪崩光電二極管(GaN-APD)陣列由于具有內(nèi)部電流增益高、響應(yīng)速度快，通過設(shè)計相應(yīng)的信號處理電路，特別適用于探測微弱的紫外光信號［4］。然而，雪崩光電探測器工作在發(fā)生雪崩倍增附近的高反向偏壓下，暗電流和光電流都被放大。因此，高增益的代價是噪聲增加，在設(shè)計時必須綜合考慮噪聲特性和雪崩增益［5］。

本文設(shè)計了一種適用于工作在線性模式下的大規(guī)模GaN基APD陣列的讀出電路，其中針對APD的工作特性專門設(shè)計了高壓保護電路和暗電流消除電路。針對二級運放專門設(shè)計了電流偏置電路、帶隙基準(zhǔn)電壓電路，并用小規(guī)模陣列讀出電路進行了驗證。

1 日盲紫外APD探測器的工作模式和特性

APD探測焦平面陣列(FPA)是由APD探測器陣列和讀出電路(ROIC)陣列組成的。其中APD的工作模式主要是由其兩端所加反向偏壓大小決定的，APD隨反向偏壓的增加而表現(xiàn)出對不同程度的光信號產(chǎn)生不同大小的電流。根據(jù)不同電壓下探測器的工作區(qū)域，它主要有3種工作模式，包括無增益模式(No gain)、線性模式(Linear mode)和蓋革模式(Geiger mode)［6］。其中線性模式是應(yīng)用較多的一種工作方式。APD探測器工作在線性模式時產(chǎn)生的信號電流Ioutput為［6-7］:

式中:IP(unity)為無增益模式下產(chǎn)生的信號電流;M為APD的電流倍增因子，與APD反向偏壓有關(guān)。實驗表明，M隨反向偏壓的關(guān)系可以近似為:

其中，Vbr為APD的擊穿電壓，與APD探測器的結(jié)構(gòu)有關(guān);n為1～3的常數(shù)，與APD探測器的結(jié)構(gòu)和探測波長有關(guān)［7］。

則有線性模式下實際的光生電流

式中:IPh為Id線性模式下的暗電流;Id(unity)為無增益模式下的暗電流。

由式(1)～式(3)可知，線性模式是在同等光照下APD產(chǎn)生的光電流隨偏置電壓的增加成線性倍增，倍增因子與接收的光信號大小無關(guān)［8］。因此，只要給APD加適當(dāng)?shù)姆聪螂妷海蛊涔ぷ髟诰€性區(qū)，就能產(chǎn)生具有高增益的光信號電流。

GaN基APD日盲紫外探測器隨著反向偏壓的增加，響應(yīng)率也隨之提高，其所加反向偏壓在80 V左右。在高的反向偏壓、高的內(nèi)部增益的同時，日盲紫外的APD探測器的暗電流通常較大。一般GaN基APD工藝暗電流密度約為6.4×10-3A/cm2，而我們實際制備的日盲紫外APD探測器的暗電流密度大約在0.01 A/cm2～0.1 A/cm2，考慮到我們實際器件的面積為0.03 mm×0.03 mm，器件的暗電流大約在 0.1 μA ～1 μA，而光響應(yīng)電流在 1 μA ～30 μA之間，因此消除暗電流對探測系統(tǒng)的影響十分必要。

考慮到日盲紫外APD的高反偏電壓以及大的暗電流的特性，在我們電路設(shè)計時，需要根據(jù)這些特點做充分考慮并做針對性設(shè)計。對于80 V的高反向偏壓［10］，當(dāng)一個陣列中的某一APD被擊穿而不影響其他APD以及低壓讀出電路(一般5 V)的正常工作，在探測器與讀出電路之間設(shè)計了高壓保護電路。對于大的暗電流，我們在原來的1×8陣列中增加了一組APD陣列為參考陣列，通過擋光特殊處理，與未處理的APD陣列加同樣大小的反向偏壓，在一定光照下，即會產(chǎn)生一個基本相同大小的暗電流，通過減法電路消除暗電流對讀出信號的影響。

2 APD日盲紫外探測器陣列及時序圖

2.1 APD日盲紫外探測器結(jié)構(gòu)

紫外探測器陣列如圖1所示，其中圖1(a)為1×9 APD探測陣列示意圖，陰影部分為APD參考單元，該單元經(jīng)過擋光特殊處理，只有暗電流產(chǎn)生，工作條件和正常APD一樣，為正常APD單元提供參考暗電流。圖1(b)為讀出電路結(jié)構(gòu)框圖，主要分三個部分:單元陣列、模擬輔助電路、數(shù)字輔助電路。單元陣列由讀出電路單元組成，通過它與探測器相連，并將探測器電流IDET讀入到積分電容Cint上。模擬輔助電路主要實現(xiàn)對積分信號的后續(xù)處理工作，如:對積分信號的采樣和放大、對采樣后信號的輸出、偏置電壓的產(chǎn)生、以及其他的一些功能。數(shù)字輔助電路主要實現(xiàn)對電路功能的控制和轉(zhuǎn)換，如:行列信號的產(chǎn)生、時鐘信號的分配、各種開關(guān)的控制信號的生成、以及一些附加功能。

圖1 紫外探測器結(jié)構(gòu)示意圖

2.2 電路邏輯時序

圖2給出了我們設(shè)計的讀出電路的工作時序，其中CLK1和CLK2是移位寄存器的控制脈沖，其產(chǎn)生的選通信號寬度和時鐘周期相同，即在一個時鐘周期內(nèi)讀取一個通道的電壓;RESET為復(fù)位信號，其為低電平時發(fā)生采樣，其為高電平時對積分電容進行復(fù)位;SH1、SH2是雙采樣信號，SH1為高電平時，電路進行積分前采樣，SH2為高電平時，進行積分結(jié)束前的采樣;ST為選通信號，在其為高電平后的第一個CLK1的上升沿產(chǎn)生一個選通信號，開始讀取第一個通道電壓。

圖2 讀出電路的工作時序

3 電路設(shè)計與分析

3.1 單元電路

圖3為探測器與讀出單元示意圖。讀出單元主要有保護電路、暗電流消除電路、積分電路、采樣保持電路、減法器電路、行選電路。其中積分電路采用CTIA結(jié)構(gòu)，因為其有著線性度好、低噪聲、輸入失調(diào)小、壓擺率大等優(yōu)點，能夠確保讀出電路信噪比高、動態(tài)范圍大。采樣保持電路用來消除KTC噪聲、l/f噪聲、以及FPN等噪聲，這里采用CMOS傳輸門作為采樣開關(guān)，減小了電路中的導(dǎo)通電阻和時鐘潰通效應(yīng)，同時也提高了采樣速度。行選電路主要設(shè)計了一個PMOS源跟隨器，通過行選信號RSEL控制下面這個NMOS管，從而控制PMOS源跟隨器的輸出，此外采用PMOS還能消除器件的體效應(yīng)，以及獲得更接近于1的增益。

圖3 探測器與讀出單元

3.2 保護電路

GaN基日盲紫外APD工作在線性模式的反偏電壓通常80V伏左右。我們設(shè)計的GaN基APD工作在78 V～80 V。對于讀出電路而言，它是低壓電路，正常工作在5V范圍內(nèi)，這就需要在APD陣列與讀出電路之間設(shè)計一種具有保護后續(xù)電路的保護電路，以防止APD發(fā)生擊穿，造成探測器短路。

考慮到讀出單元面積有限，我們在設(shè)計保護電路時采用了一種簡單的電路結(jié)構(gòu)。我們的保護電路輸入端與探測器相連接，電路主要是將2AP7型二極管反向串聯(lián)，兩二極管之間接一電阻，組成了一種嵌位保護電路。

保護電路工作原理如下:假設(shè)探測器反向偏壓VD為80 V，保護電路電源電壓Vd為1.2 V，電阻為5 kΩ(該電阻在電路中起限流和提高穩(wěn)壓效果的作用。若不加該電阻即當(dāng)R=0時，容易燒壞二級管，穩(wěn)壓效果也會極差。限流電阻的阻值越大，電路穩(wěn)壓性能越好，但輸入與輸出壓差也會過大，耗電也就越多。)。在APD正常工作時，保護電路相當(dāng)于一個小電阻，對電路幾乎沒有什么影響，因此其輸出電壓主要由積分電路決定(即運放參考電壓Vref)。

當(dāng)探測器短路時，即APD發(fā)生擊穿，保護電路輸入端電壓會達(dá)到80 V高壓，而2AP7型二極管最高反向工作電壓為100 V(峰值)，D2不會被擊穿，D1處在導(dǎo)通狀態(tài)，這時輸出電壓就被鉗制在了Vd，從而防止了高電壓和大電流對讀出電路的影響。

采用CSMC 0.5 m Double Poly Triple Metal CMOS工藝對保護電路作了仿真，仿真結(jié)果如圖4，從圖4可以看出，當(dāng)APD發(fā)生短路時，輸出電壓被鉗制在1.2 V。

圖4 保護電路仿真

3.3 暗電流消除電路

由于日盲紫外APD陣列暗電流大，在80 V的反向偏壓下暗電流達(dá)到了μA級，其雪崩信號的放大有很大影響。所以在設(shè)計時，加入了一個參考APD單元，此單元經(jīng)過擋光特殊處理，防止其在80 V反向偏壓時產(chǎn)生光生電流，也就是參考陣列在80 V反向偏壓下只產(chǎn)生暗電流，這樣只要設(shè)計合理的減法電路，就能很大程度上消除暗電流的影響。

如圖3所示，減法器電路一端接加掩模的APD產(chǎn)生的暗電流(即Iref)，另一端接來自正常APD產(chǎn)生的信號電流Ioutput。設(shè)計時將R2～R5設(shè)置成相同阻值R，假設(shè)接Ioutput端電壓為V1，接Iref端電壓為V2，減法器輸出端電壓為Vo。

根據(jù)運放的虛短虛斷:即Vn=Vp，In=Ip=0

由式(4)、式(5)、式(6)可得

由式(4)、式(6)、式(7)可得

所以在設(shè)計時只要將R2～R5的阻值設(shè)置成與負(fù)載相等的阻值，就可以基本上消除暗電流的影響。從而得到了近乎等于紫外光產(chǎn)生的信號電流。

采用CSMC 0.5 m Double Poly Triple Metal CMOS工藝對消除暗電流電路作了仿真，仿真結(jié)果如圖5，從圖5可以看出，當(dāng)參考暗電流Iref為1 μA，而正常APD探測器產(chǎn)生的信號電流Ioutput從1 μA到1.7 μA變換時，減法器輸出電流Iint幾乎等于兩者的差值。

圖5 暗電流消除電路仿真

3.4 電流偏置電路

圖6中給出了CITA的電流偏置電路圖，我們采用的是共源-共柵結(jié)構(gòu)，由M1～M66個MOS管以及一個電阻RS組成。此電路是為了得到一個與電源電壓VDD無關(guān)的輸出基準(zhǔn)電流。其中電阻RS使得M5和M6倆NMOS管產(chǎn)生電壓差V，即RS倆端的電壓V=IOUTRS，由于IREF=IOUT，可以得到

而在共源-共柵結(jié)構(gòu)的作用下，A，B點電壓和X，Y點電壓近似相等，這樣就減小了溝道長度調(diào)制效應(yīng)，即有

因此，可得

這樣就得到了一個與電源電壓VDD無關(guān)且穩(wěn)定的偏置電壓，其產(chǎn)生的電流特性只與電阻RS和MOS管參數(shù)有關(guān)。

圖6 電流偏置電路

3.5 帶隙基準(zhǔn)電壓電路

紫外探測器焦平面陣列在工作時需要給探測器提供穩(wěn)定不隨溫度變化的偏壓，而偏置電壓是通過CTIA運放虛短虛斷的特性加到探測器上的，所以在讀出電路中，要為CTIA運放的正相端設(shè)計一種低溫漂的帶隙基準(zhǔn)電壓電路。

對于一個雙極晶體管，其集電極電流IC與基集-發(fā)射集電壓VBE的關(guān)系為

其中，IS是雙極晶體管的飽和電流;VT=kT/q，k為玻爾茲曼常量，q為電子電荷。進一步利用飽和電流IS的計算公式，可以得到VBE電壓的溫度系數(shù)為

式中，m≈-1.5，Eg=1.12 eV是硅的帶隙能量。

當(dāng)VBE≈750 mV，T=300 K 時mV/K。

因此，ΔVBE就表現(xiàn)出負(fù)溫度系數(shù)。

如果倆個同樣的晶體管(IS1=IS2=IS)偏置的集電極電流分別為nI0(n為倆晶體管的并聯(lián)個數(shù)比值)和I0，并忽略它們的基極電流，那么它們基極-發(fā)射極電壓差值為

得因此，ΔVBE就表現(xiàn)出正溫度系數(shù)。

利用上面的正、負(fù)溫度系數(shù)的電壓，就可以設(shè)計一個具有零溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓VREF，設(shè)計的帶隙基準(zhǔn)電壓電路如圖7所示，M0～M6，R1，Q1和Q2是產(chǎn)生PTAT(Proportional To Absolute Temperature)電流的電路結(jié)構(gòu)，M7和M9為PTAT提供偏置電壓。圖中PTAT產(chǎn)生的電流I3流過電阻R2，從而產(chǎn)生PTAT電壓I3R2，再將這個電壓加到雙極晶體管Q3的基極-發(fā)射極電壓上，從而獲得輸出基準(zhǔn)電壓

式中M為M8與M5管的寬長比比值。

因此，當(dāng)R1，R2，M和n滿足關(guān)系時，帶隙電壓基準(zhǔn)可以在T=300 K時獲得零溫度系數(shù)。

圖7 帶隙基準(zhǔn)電壓電路

采用CSMC 0.5 m Double Poly Triple Metal CMOS工藝對帶隙基準(zhǔn)電壓電路作了仿真，仿真結(jié)果如圖8，從圖8可以看出，當(dāng)電阻R2為265 kΩ時，基準(zhǔn)電壓有最好的溫度特性。

圖8 帶隙基準(zhǔn)電壓電路的溫度特性仿真

4 仿真結(jié)果與版圖設(shè)計

如圖9所示，我們對單通道電路進行瞬態(tài)仿真，信號輸入從1 μA到1.6 μA進行掃描，步長為0.1 μA?？梢钥闯?，積分電容上的放電過程線性度較好。所以對積分時間25 μs和積分電容4 pF的選取還是合理的。

圖9 不同積分電流時，積分電容上的電壓變化

圖10為負(fù)載為10 kΩ時，不同光生電流下單元電路的電壓輸出波形。

圖10 不同光生電流單元電路電壓輸出波形

從圖11中我們得到不同光生電流時單元電路I-V特性的線性度不低于99%。

圖11 不同光生電流時，單元電路I-V特性的線性擬合

圖12為8通道讀出電路一個周期的輸出波形，可見，隨著積分電流的不同，每個通道最后讀出的電壓也不同。由于第一個通道存在邊緣效應(yīng)的影響，讀出數(shù)據(jù)有點偏差外，其余7個通道的數(shù)據(jù)基本正確。也就是電路的輸出擺幅在0到2.25 V。

圖12 不同積分電流時，8通道輸出電壓波形

圖13為1×8通道電路版圖，版圖設(shè)計采用Cadence Virtuoso Editing繪制，尺寸為 500 μm ×650 μm。中間的重復(fù)單元是單元電路，芯片將采用CSMC 公司 0.5 μm Double Poly Triple Metal CMOS工藝進行流片驗證。

圖13 1×8通道電路版圖

5 總結(jié)

本文介紹了一種工作于線性模式下的GaN基APD陣列讀出電路，對讀出單元電路做了詳細(xì)的設(shè)計分析。電路設(shè)計中包含擊穿保護電路、暗電流消除電路以及為CTIA運放設(shè)計的電流偏置電路和帶隙基準(zhǔn)電路，從而保證了電路適用于APD工作在線性模式以及積分電流達(dá)到μA量級。完成了1×8讀出電路的設(shè)計并給出了電路功能仿真和版圖設(shè)計，仿真結(jié)果表明，讀出電路耐高壓不小于80 V，當(dāng)積分電容為4 pF，積分時間為25 μs。時鐘頻率為100 kHz的時候，電路的電荷存儲能力為5.6×107個，輸出擺幅在0～2.25 V，讀出電路的輸出電壓線性度不低于99%。

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