張珍珍，許春雨

（太原理工大學(xué)電氣與動力工程學(xué)院，山西太原030024）

三電平NPC型逆變器中點電位穩(wěn)壓器的設(shè)計

張珍珍，許春雨

（太原理工大學(xué)電氣與動力工程學(xué)院，山西太原030024）

研究了基于載波并結(jié)合一個閉環(huán)控制器控制的三相三電平NPC型逆變器（又稱二極管鉗位型逆變器），中點電位穩(wěn)壓器的設(shè)計和仿真。利用一種連續(xù)可變的偏移電壓可以調(diào)節(jié)直流母線上的中點電位，修正直流側(cè)存在的中點電位波動。該穩(wěn)壓器從直流側(cè)和交流側(cè)兩個方面考慮，均引入PI調(diào)節(jié)器，并結(jié)合偏移電壓模塊來達(dá)到控制中點電位（NPP）的目的。對此方法進(jìn)行了Matlab/Simulink仿真，仿真結(jié)果驗證了中點電位波動在一定程度上得到了有效的控制。

三電平逆變器；中點電位；穩(wěn)壓器；仿真；二極管鉗位

1 引言

與傳統(tǒng)的兩電平逆變器相比，三電平逆變器有很多優(yōu)點，例如諧波含量少，開關(guān)器件上的電壓應(yīng)力降低，在較低開關(guān)頻率下可得到較好的正弦輸出波形，以及效率高等優(yōu)點，目前已被應(yīng)用在一些中高壓大功率場所中，例如無功功率補償，船用傳動，軋鋼機以及其他變速驅(qū)動器中。在一些調(diào)速驅(qū)動系統(tǒng)和其他應(yīng)用中，有些廠家已經(jīng)開始將三電平二極管鉗位型（又稱NPC型）逆變器商業(yè)化，但是它存在一個固有問題，即直流側(cè)兩個分壓電容上的電壓大小不等而造成的中點電位不平衡，這是由多種原因造成的。

本文針對三電平二極管鉗位型逆變器中點電位不平衡這個問題，分析了NPP不平衡所帶來的影響，研究了一種基于SPWM控制的穩(wěn)壓器的設(shè)計，進(jìn)行了Matlab/Simulink仿真，仿真結(jié)果說明了此設(shè)計方案的可行性。

2 兩類中點電位控制策略比較

目前控制中點電位平衡的技術(shù)可以分為以下兩類：1）修改硬件電路或者增加額外的硬件電路［1-2］，這需要額外的電感、電容和開關(guān)元件來控制直流母線側(cè)兩個分壓電容上的充電和放電電流的變化率，由于此技術(shù)花費較大，目前一般不采用硬件電路技術(shù)來控制中點電位平衡；2）基于正弦脈寬調(diào)制（SPWM）或空間矢量控制策略（SVPWM）的修改［1-2］。關(guān)于這兩種調(diào)制策略的幾種中點電位控制技術(shù)已經(jīng)被廣泛提出來了。

以上提到的兩種控制技術(shù)都是在嘗試開通或關(guān)閉相應(yīng)的器件來調(diào)整直流側(cè)兩個分壓電容的充放電，使得電容電壓盡可能達(dá)到平衡。

在SVPWM控制技術(shù)中，逆變器的冗余開關(guān)狀態(tài)被用來控制中點電位，而中點電位和逆變器開關(guān)狀態(tài)之間的關(guān)系很復(fù)雜，因此準(zhǔn)確基于冗余開關(guān)狀態(tài)的選擇來平衡中點電位是很困難的［1］。在一些控制方案中，需要知道負(fù)載功率因數(shù)角的大小和瞬時功率流的方向，而它們在瞬態(tài)條件下是難以確定的［1］。

在文獻(xiàn)［1，3-4］中提出的控制NPP的零序電壓解析算法，有很多的零序電壓表達(dá)式，其推導(dǎo)過程相當(dāng)復(fù)雜。零序電壓與空間矢量調(diào)制中的開關(guān)狀態(tài)存在緊密聯(lián)系，因此零序電壓注入法可以被應(yīng)用到空間矢量調(diào)制中。然而這些控制策略僅關(guān)注輸出電壓波形的合成，并且需要一個算法來調(diào)節(jié)三電平輸出電壓間直流母線上的功率平衡，它們會使逆變器的中點存在一個明顯的3次諧波，這將導(dǎo)致逆變器的直流側(cè)所需的電容容量有所增加。

零序電壓解析算法也適用于基于載波調(diào)制的技術(shù)中。各種基于載波的PWM技術(shù)，例如開關(guān)頻率恒定PWM技術(shù)、開關(guān)頻率可變PWM技術(shù)以及移相PWM技術(shù)，都可以使諧波總畸變率最小化，并且提高輸出電壓［5］。值得注意的是，現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）已被用于三相阻感性負(fù)載的實驗中，并已驗證［6］。

綜合以上考慮，本文研究了基于SPWM控制并結(jié)合一個閉環(huán)控制器控制的三相三電平二極管鉗位型逆變器的中點電位穩(wěn)壓器的設(shè)計和仿真。采用一種連續(xù)可變的偏移電壓調(diào)節(jié)直流母線上的中點電位，修正直流側(cè)存在的不平衡。這種可變偏移電壓不僅調(diào)節(jié)了中點電位，而且減少了逆變器輸出電壓、電流諧波。與基于SVPWM控制相關(guān)的技術(shù)相比，沒有任何復(fù)雜的數(shù)學(xué)表達(dá)式，而是通過適當(dāng)?shù)男薷恼{(diào)制信號來控制中點電位的波動。

3 中點電位不平衡的影響

圖1所示為三電平二極管鉗位型逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。表1給出了三電平二極管鉗位型逆變器開關(guān)狀態(tài)與輸出電壓的關(guān)系（以U相為例）。表中“1”代表開關(guān)器件導(dǎo)通，“0”代表開關(guān)器件關(guān)斷。

圖1 三電平二極管鉗位型逆變器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Three-level diode clamped inverter main circuit topology

表1 三電平逆變器開關(guān)狀態(tài)Tab.1 Switching states of three-level diode-clamped inverter

圖2為在直流側(cè)2個分壓電容的電壓值不等（Vdc1=200 V，Vdc2=400 V）時的相電壓和線電壓PWM波形和諧波含量頻譜圖。在這個條件下諧波總畸變率較大，它們對于驅(qū)動器和一些其他應(yīng)用場所來說是很危險的。

圖2 直流側(cè)電容電壓不等時相電壓和線電壓Fig.2 Phase voltage and line voltage with large imbalance at DC link

表2給出了在總的直流電壓為600 V，且中點電位不平衡時線電壓的諧波總畸變率（ΤHD）通過刻意使直流側(cè)2個分壓電容上的電壓值不等，可以看到逆變器輸出線電壓的ΤHD只有在2個分壓電容上的電壓值相等時才最小，且隨著中點電位不平衡趨勢的增加，線電壓ΤHD也隨之增加。

表2 直流母線不平衡時的總諧波畸變率（Vdc=600 V）Tab.2 Effects of dc-link imbalance on THD（Vdc=600 V）

4 中點電位穩(wěn)壓器研究

4.1 中點電位穩(wěn)壓器的設(shè)計

三相三電平二極管鉗位型逆變器的控制策略主要關(guān)注的問題如下［2］：1）確保直流側(cè)2個分壓電容的電壓平衡；2）使逆變器的電壓和電流諧波含量最??；3）確保開關(guān)器件上的應(yīng)力較小，且均勻變化，從而減少開關(guān)損耗。

圖3為中點電位穩(wěn)壓器的一個完整的方框圖，推導(dǎo)出了它的傳遞函數(shù)。它包含一個直流側(cè)電壓控制回路和一個負(fù)載側(cè)電壓控制回路。需要檢測三相負(fù)載電壓，并將其轉(zhuǎn)換為標(biāo)幺值，然后通過坐標(biāo)變換，將其變換為d-q坐標(biāo)系下的分量。

圖3 中點電位穩(wěn)壓器的完整方框圖Fig.3 Complete block diagram of NPP regulator

坐標(biāo)變換公式如下。

1）3/2變換，即三相與兩相靜止坐標(biāo)系之間的變換，又稱Clarke變換。

2）2s/2r變換，即兩相靜止坐標(biāo)系與兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系之間的變換，又稱Park變換。

在式（1）中Vu，Vv，Vw分別為理想的三相正弦波信號，因此將式（1）帶入式（2）中，得到以下公式：

式中：θ=ωt，ω為d-q軸旋轉(zhuǎn)的角頻率。

而PI調(diào)節(jié)器的增益為

首先看圖3中的直流環(huán)節(jié)部分，直流側(cè)的2個分壓電容上的電壓值之差，用Vnp表示，即Vnp= Vdc1-Vdc2，然后將（預(yù)先給定的參考值，設(shè)為0）的差（即誤差）送入PI控制器?？勺兤齐妷篤off頻率是基頻的3倍，幅值與中點電壓的平均值、峰峰值、諧波總畸變率和3次諧波含量有關(guān)［4］。參考正弦調(diào)制信號減去可變偏移電壓信號Voff，從而得到新的調(diào)制信號，再與高頻三角載波信號相比較就得到了三電平逆變器中IGBΤs管的門極觸發(fā)信號。圖4為中點電位穩(wěn)壓器的簡化方框圖。從圖4中可以看出，中點電位的參考信號（設(shè)為0），與實際的中點電位Vnp相比較，然后送入等效的PI控制器中。除此之外，圖4還展示了各個簡化模塊的傳遞函數(shù)。

圖4 中點電位穩(wěn)壓器的簡化框圖Fig.4 Simplified block diagram of NPP regulator

4.2 系統(tǒng)傳遞函數(shù)的推導(dǎo)

PI控制器相對于其他補償技術(shù)，具有更好的精度。當(dāng)加入積分誤差補償后，2階系統(tǒng)改變?yōu)?階系統(tǒng)；控制器的積分作用是阻止來自控制器的飽和電平之間不正常變化的控制信號。在一個基本周期，平均中點電流的計算公式如下：

式中：uu(t)，uv(t)，uw(t)為調(diào)制信號。

在中點電位穩(wěn)壓器中，將偏移電壓信號Voff加入到三相調(diào)制信號中，穩(wěn)壓的同時也影響著中點電流，考慮其影響，平均中點電流的計算公式修改為

式中：m為調(diào)制指數(shù)；Voff為可變偏移電壓信號；φ為負(fù)載功率因數(shù)角。

因此，平均中點電流是一個與調(diào)制指數(shù)，可變偏移電壓，以及負(fù)載功率因數(shù)角有關(guān)的函數(shù)，可以表示為

假設(shè)中點電壓和中點電流的平均值分別用Vnp和Inp表示，那么直流母線電壓波動（Vnp=Vdc1-Vdc2）的動態(tài)表達(dá)式如下：

圖4中的Gc模塊為逆變器的傳遞函數(shù)，其取決于Inp，

因此，

它完整地描述了NPC（中點鉗位）型逆變器的中點電位控制器的特性。

圖5為包含PI控制器和逆變系統(tǒng)的閉環(huán)控制系統(tǒng)圖，其中引用R（s）為中點電位所希望的值，而C（s）為中點電位的實際值［6］。

圖5 中點鉗位型逆變器的閉環(huán)回路方框圖Fig.5 Block diagram of closed loop of NPP inverter

4.3 PI控制器的參數(shù)設(shè)計

為了優(yōu)化PI控制器的參數(shù)，在時域和S域中，控制器的方程分別如下表示：

利用獲得的閉環(huán)系統(tǒng)的特征方程來找出PI控制器的參數(shù)。所提出的的閉環(huán)中點電位穩(wěn)壓器的特征方程為

這是一個2階傳遞函數(shù)。Kp值確定了電壓響應(yīng)Ki值限定了電壓控制回路的阻尼因子，控制Kp值就可以控制穩(wěn)壓器的帶寬，如果Kp值過大，使得帶寬超過了3次諧波頻率（150Hz），那么中點電位穩(wěn)壓器將能夠降低3次諧波電壓的紋波。

基于本研究，把階躍響應(yīng)輸入到調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)中對這個完整的控制模塊進(jìn)行測試。如圖6所示為各種PI控制器參數(shù)下的瞬態(tài)階躍響應(yīng)，中點電位穩(wěn)壓器的性能指標(biāo)見表3。

圖6 中點電位穩(wěn)壓器電壓回路的階躍響應(yīng)Fig.6 Step response of NPP regulator voltage loops

表3 中點電位穩(wěn)壓器的性能指標(biāo)Tab.3 Performance indication of NPP regulator

表3中，Kpac，Kiac，Kpdc，Kidc分別為交流和直流電壓控制回路中PI控制器的比例、積分常數(shù)。

5 仿真分析

建立基于載波的三相三電平二極管鉗位型逆變器NPP穩(wěn)壓器的Matlab/Simulink仿真模型。直流側(cè)參數(shù)為：直流電壓600 V，直流電容2 200μF。三相異步電機（Y）其參數(shù)為：頻率50Hz，額定功率3.7kW，功率因數(shù)0.84，開關(guān)頻率2 kHz，額定線電壓540 V。大量的仿真驗證了各種工作條件下中點電位穩(wěn)壓器的性能。

直流側(cè)2個分壓電容上的電壓（Vdc1和Vdc2），NPP，負(fù)載線電壓，負(fù)載相電流及中點電流，在無中點電位穩(wěn)壓器和有穩(wěn)壓器控制下的波形分別如圖7、圖8所示。

圖7 無中點電位穩(wěn)壓器下時波形Fig.7 Waveforms of without the NPP regulator

圖8 有中點電位穩(wěn)壓器下時波形Fig.8 Waveforms of with the NPP regulator

在無中點電位穩(wěn)壓器控制下，直流側(cè)2個分壓電容電壓出現(xiàn)了波動，NPP平均值非零，相電流波形正負(fù)幅值絕對值均接近60，中點電流在幅值為［-80，80］之間波動；在中點電位穩(wěn)壓器控制下，直流側(cè)2個分壓電容電壓的波動幅值明顯減小，相電流波形正負(fù)幅值絕對值均接近80，中點電流波動的幅值明顯減小，在［-30，30］之間波動，線電壓波形明顯得到改善。

6 實驗設(shè)計及結(jié)果

三電平二極管鉗位型逆變器的硬件實驗平臺是在實驗室進(jìn)行的。實驗總體設(shè)計方案如圖9所示。實驗平臺上所用的主要器件及參數(shù)如表4所示，裕量為1.5～2倍。

試驗參數(shù)：載波頻率2 kHz，調(diào)制深度為0.9，輸出頻率為50Hz。實驗波形如圖10、圖11所示。

實驗結(jié)果分析，當(dāng)加入中點電位穩(wěn)壓器后，線電壓和相電流波形均有所改善；中點電位的波動也有所減小。

圖9 實驗總體設(shè)計方框圖Fig.9 Block diagram of the overall design experiment

表4 主要器件及參數(shù)Tab.4 Device models and parameters

圖10 無中點電位穩(wěn)壓器時波形Fig.10 Waveforms of without the NPP regulator

圖11 有中點電位穩(wěn)壓器時波形Fig.11 Waveforms of with the NPP regulator

7 結(jié)論

對于三電平二極管鉗位型逆變器，其直流側(cè)中點電位不平衡這個問題，需要通過中點電位穩(wěn)壓器來加以控制。本文通過Matlab仿真，通過在直流側(cè)和交流側(cè)分別采用PI控制器，引入偏移電壓信號Voff，構(gòu)成了一個閉環(huán)系統(tǒng)，在這個閉環(huán)系統(tǒng)控制下，直流側(cè)中點電位不平衡在一定程度上得到了有效控制，仿真結(jié)果驗證了該方法的有效性；又以硬件電路為平臺，通過軟件控制來抑制中點電位波動，實驗波形也驗證了該方法在一定程度上有效。

［1］Song Q，Liu W，Yu Q，Xie X，et al.A Neutral Point Potential Balancing Algorithm for Three-level NPC Inverters Using Analytically Injected Zero Sequence Voltage［C］//in Proc. IEEE APEC，F(xiàn)eb.2003，1：228-233.

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［3］許春雨，劉梅.三電平逆變器中點電位平衡控制的研究［J］.電氣傳動，2013，43（2）：40-43.

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Design on Three-level NPC Inverter Midpoint Potential Regulator

ZHANG Zhen-zhen，XU Chun-yu
（College of Electrical and Power Engineering，Taiyuan University of Technology，Taiyuan 030024，Shanxi，China）

The design and simulation of a carrier-based NPP regulator for a three-phase three-level NPC inverter（also know as diode-clamped inverter）combined with a closed loop controller were studied.Using a continuous variable offset voltage can regulate the midpoint potential of the DC bus and correct existing imbalance in the DC link. The regulator from the DC side and AC side two considerations introduced PI regulators，and combined with the offset voltage module to achieve the purpose of controlling NPP.Build a Matlab/Simulink simulation model，simulation results verify that the NPP to a certain extent has been effectively controlled.

three-level inverter；neutral point potential（NPP）；regulator；simulation；diode-clamped

TM464

A

2014-01-13

修改稿日期：2014-05-08

張珍珍（1988-），女，碩士研究生，Email：568647659@qq.com