吳 軍 ， 王怡爽 ， 韋 飛 ， 冷 雙 ， 韓 英

（1.江西理工大學(xué) 江西 贛州 341000；2.中國(guó)科學(xué)院 空間科學(xué)與應(yīng)用研究中心，北京 100190；3.北京石油化工大學(xué) 北京 102617）

衛(wèi)星在運(yùn)行過(guò)中隨時(shí)受空間環(huán)境影響，空間環(huán)境劇烈變化可能導(dǎo)致默寫元器件失效甚至整個(gè)衛(wèi)星無(wú)法工作。空間環(huán)境變化的源頭是太陽(yáng)，太陽(yáng)耀斑引起的質(zhì)子事件是影響空間環(huán)境的重要因素。為了盡可能減少太陽(yáng)質(zhì)子事件對(duì)空間飛行器的儀表和人員的影響與損害，減少損失，準(zhǔn)確預(yù)報(bào)太陽(yáng)質(zhì)子事件的發(fā)生、強(qiáng)度、時(shí)間等因子就顯得十分必要[1]?？茖W(xué)研究表明，以太陽(yáng)X射線某些物理特征警報(bào)太陽(yáng)質(zhì)子事件是一種十分有效的手段。本文建立和完善基于SDD的太陽(yáng)X射線探測(cè)器智能測(cè)控系統(tǒng)，形成高可靠性安全性的地面測(cè)控支撐系統(tǒng)，對(duì)應(yīng)用于航天任務(wù)的太陽(yáng)X射線探測(cè)器上天前進(jìn)行嚴(yán)格、精確的檢驗(yàn)和考核，為星上設(shè)備的研制提供重要支持。

該X射線探測(cè)器采用德國(guó)Ketek公司生產(chǎn)的硅漂移傳感器（Silicon Drift Detector， SDD），SDD 是一種新型的、獨(dú)具優(yōu)勢(shì)的核輻射探測(cè)器。采用雙面并行的平面工藝技術(shù)，通過(guò)在硅片兩表面制造特殊的電極，在適當(dāng)?shù)钠珘合?，使硅片體處于全耗盡狀態(tài)，并形成一個(gè)平行于上下兩表面、均勻的漂移電場(chǎng)。電荷收集極位于探測(cè)器中央，面積非常小，因此收集極電容也非常小，這樣減小了串聯(lián)噪聲分量，降低了整個(gè)電子學(xué)噪聲，小于同樣面積和厚度的Si-PIN探測(cè)器，只需采用簡(jiǎn)單的半導(dǎo)體制冷就能夠達(dá)到甚至超過(guò)需用液氮制冷的Si（Li）探測(cè)器的能量分辨率，并使最佳成型時(shí)間變快[2-3]。SDD中的電子漂移時(shí)間與位置有關(guān)，當(dāng)多個(gè)光子同時(shí)入射時(shí)，硅漂移室能夠加以分辨，從而獲得特別高的計(jì)數(shù)率?？偟膩?lái)說(shuō)，當(dāng)X射線光子穿過(guò)耗盡層時(shí)，會(huì)損失能量并產(chǎn)生電子-空穴對(duì)，其中空穴被附近的電極吸收，而電子則被漂移電場(chǎng)強(qiáng)迫向硅片的一端漂移，到達(dá)電荷收集極，電荷收集極的點(diǎn)電極進(jìn)行電荷收集，每個(gè)X射線光子產(chǎn)生的電荷信號(hào)都在收集電極形成與光子能量成正比的增量電荷[4]，電荷的變化反映在外電路中，即產(chǎn)生電流。

本文采用的SDD其特性如下：整機(jī)狀態(tài)下對(duì)X射線探測(cè)器的能量分辨率可達(dá)189 eV@5.9keV，探測(cè)能量范圍1.5～24.8 keV，峰本比＞15 000，計(jì)數(shù)率可達(dá) 1 000 kcps，可工作在-60～-20℃，消耗功率小，高效的集成Pilter元件，易于使用，體積小等優(yōu)點(diǎn)。

為了將該傳感器良好的特性充分發(fā)揮，需要完備的電子學(xué)測(cè)控系統(tǒng)。參考文獻(xiàn)[5]，探測(cè)器可以看做是一個(gè)恒流源。這樣，采用電荷靈敏前置放大器對(duì)電流脈沖積分，形成電壓脈沖信號(hào)（≤10 mV），再經(jīng)過(guò)脈沖成形放大電路對(duì)電壓脈沖信號(hào)進(jìn)行濾波整形放大（≤10 V），以滿足后端幅度分析系統(tǒng)。

因此，首先盡量減少測(cè)控系統(tǒng)的輸入噪聲，此外，在一定的脈沖處理時(shí)間下，脈沖濾波成形電路的性能，直接影響著整個(gè)儀器的能量分辨率。欲保證傳感器的能量分辨率最優(yōu)化，除了要獲得較高的信噪比之外，脈沖濾波成形電路還應(yīng)滿足以下技術(shù)指標(biāo)要求：

1）半導(dǎo)體探測(cè)器輸出幅度和成形電路輸出幅度應(yīng)嚴(yán)格保持線性關(guān)系，成形輸出幅度最高10 V；

2）通過(guò)調(diào)節(jié)電路參數(shù)，減少堆積和基線的變化，提高電路的計(jì)數(shù)率響應(yīng)；

3）成形后的輸出波形應(yīng)符合后續(xù)電路分析測(cè)量參數(shù)要求，脈沖寬度為 1 μs，成形時(shí)間為 3～5 μs.

4）濾波成形電路應(yīng)盡可能簡(jiǎn)單，增益可調(diào)。

1 濾波成形原理

脈沖成形電路的總體設(shè)計(jì)包括電荷靈敏前置放大電路和濾波成形電路，SDD輸出的電脈沖信號(hào)，經(jīng)過(guò)電荷靈敏前置放大電路，變換為以3 μs為時(shí)間常數(shù)衰減的指數(shù)脈沖信號(hào)，經(jīng)過(guò)成形濾波電路，消除噪聲，整形放大，輸出滿足后端幅度分析的波形信號(hào)。

1.1 電荷靈敏前置放大電路

圖1 前置放大電路原理圖Fig.1 Preamplifier cicult schematic diagram

1.2 濾波成形電路

圖2所示的濾波成形電路由兩級(jí)二階有源帶通濾波器和一級(jí)電壓跟隨器組成。在濾波成形電路的運(yùn)算放大器選擇上，本文采用的是AD829運(yùn)算放大器，它有750 MHz的增益帶寬積，低噪音，適用于高速電路。C1、C4為耦合電容，濾去低頻的信號(hào)。C3和C7為補(bǔ)償電容（實(shí)驗(yàn)分別優(yōu)化為100 pF，10 pF），C2、C5為AD829的外部并聯(lián)補(bǔ)償電容，用以保證帶寬并具有閉環(huán)工作的穩(wěn)定性。C2、R2并聯(lián)，C5、R4并聯(lián)，分別用于補(bǔ)償U(kuò)1、U2反相輸入端的電容，另外C2、C5選用較小值，可提高電路響應(yīng)速度。C8是濾波電容。U1、U2兩級(jí)有源帶通濾波器，級(jí)聯(lián)后相當(dāng)于無(wú)源的（CR）2-（RC）2電路。整個(gè)電路實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入10 mV以下的電壓脈沖信號(hào)的濾波成形放大，經(jīng)過(guò)該電路輸出為最高10 V電壓的準(zhǔn)高斯波形。

圖2 濾波成形電路原理圖Fig.2 Filter shaping cicult schematic diagram

因兩級(jí)濾波器結(jié)構(gòu)相同，下面就第一級(jí)電路分析，計(jì)算傳遞函數(shù)。

令s=jw得

圖3 單級(jí)成形濾波電路的幅頻特性和相頻特性Fig.3 Amplitude-frequency and phase-frequency of single-stage filter shaping circuit

2 電路的仿真

Multisim 12.0是一個(gè)最新版本基于SPICE模型、NI和行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)硬件連接器、模擬和數(shù)字協(xié)同仿真和電路分析工具。本文利用Multisim 12.0對(duì)二階有源帶通濾波器的性能參數(shù)進(jìn)行仿真。

2.1 參數(shù)選擇過(guò)程

信號(hào)源設(shè)置為指數(shù)時(shí)間衰減信號(hào)，上升時(shí)間常數(shù)為100 ns，下降時(shí)間常數(shù)為3 μs，周期10 μs，脈沖幅度可調(diào)?，F(xiàn)在脈沖幅度固定為5 mV，改變電路參數(shù)值，對(duì)不通參數(shù)值的濾波放大效果進(jìn)行仿真，圖4（a）為3種不同參數(shù)下的仿真波形，當(dāng)R1=300 Ω，R2=6 kΩ 時(shí)，A 為 C1=1 000 pF，C2=10 pF，中心頻率f0=1.19 MHz的波形曲線；B為C1=500 pF，C2=5 pF，中心頻率f0=2.37 MHz的波形曲線；C為C1=250 pF，C2=2.5 pF，中心頻率f0=4.75 MHz的波形曲線。由圖4（a）看出，隨著中心頻率的不斷變大，脈沖幅度減小，脈沖寬度變小，震蕩變大。原因是中心頻率增大，響應(yīng)頻率范圍內(nèi)的干擾信號(hào)未能有效濾除，濾波效果變差。

圖4 單級(jí)濾波放大電路在不同參數(shù)下的仿真圖Fig.4 Simulation figures of single-stage filter amplifier circuit in different parameters

保持信號(hào)源參數(shù)不變，在相同的中心頻率下，對(duì)不同的電容電阻值的濾波效果進(jìn)行仿真。在中心頻率f0=1.19 MHz時(shí)，A 為 R1=300 Ω，R2=6 kΩ，C1=1 000 pF，C2=10 pF 的波形曲線；B 為 R1=600 Ω，R2=12 kΩ，C1=500 pF，C2=5 pF 的波形曲線；C 為 R1=150 Ω，R2=3 kΩ，C1=2 000 pF，C2=20 pF 的波形曲線。圖4（b）中可以看出，只要中心頻率不發(fā)生變化，該級(jí)濾波成形效果不變。同理，第二級(jí)電路的參數(shù)選擇R3=1 kΩ，R4=50 kΩ，C4=1 000 pF，C5=1 pF。

綜合上面兩組仿真的結(jié)果，較為理想的波形參數(shù)是R1=300 Ω，R2=6 kΩ，C1=1 000 pF，C2=10 pF；R3=1 kΩ，R4=50 kΩ，C4=1 000 pF，C5=1 pF。

2.2 線性關(guān)系驗(yàn)證

為了驗(yàn)證輸入輸出幅度呈線性關(guān)系，利用單級(jí)濾波成形放大電路觀測(cè)，使得信號(hào)源電壓線性變化，即曲線A為1.2 mV，曲線 B為 2.4 mV，曲線 C為 4.8 mV，曲線 D為 9.6 mV，如圖5（a）所示。圖 5（b）則為輸出線性變化的輸出電壓。由圖5（a）和圖5（b）可以看出，不同輸入最大幅度呈線性遞增的關(guān)系，對(duì)應(yīng)的不同輸出峰值也保持線性關(guān)系，圖6是應(yīng)用具體的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)描繪出的線性關(guān)系圖。所以，該實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了半導(dǎo)體探測(cè)器輸出幅度和成形電路輸出幅度應(yīng)嚴(yán)格保持線性關(guān)系。

圖5 線性關(guān)系驗(yàn)證圖Fig.5 Linear relationship graph validation

2.3 準(zhǔn)高斯波形產(chǎn)生

圖6 線性變化結(jié)果坐標(biāo)顯示Fig.6 Results of the lineal change dispaly in coordinate

由最佳濾波器理論可知：當(dāng)成形后的波形為無(wú)限寬尖頂脈沖時(shí)，可以達(dá)到最佳信噪比。高斯波形是具有無(wú)限寬的脈沖，而頂部也保持一定的寬度。在實(shí)際應(yīng)用中，為了提高計(jì)數(shù)率，還應(yīng)減小脈沖寬度，所以采用接近高斯型波形的準(zhǔn)高斯型（也稱半高斯）。試驗(yàn)證明積分的級(jí)數(shù)越多，半高斯就越對(duì)稱，電路的噪聲越低[2]。保持信號(hào)源參數(shù)不變，即上升時(shí)間常數(shù)為 100 ns，下降時(shí)間常數(shù)為 3 μs，周期 10 μs，脈沖峰值設(shè)定為5 mV，圖7（a）是單級(jí)成形電路輸出波形，Vm≈105 mV，-Vm≈-26 mV；圖 7（b）是兩級(jí)成形電路輸出波形，Vm’≈5 V，-Vm'≈-2.6 V。

圖7 各級(jí)濾波成形電路輸出波形比較Fig.7 Comparing lerels of output wareform of filting shaping circuit

圖7的（a）和（b）比較可以看出，兩級(jí)有源濾波器比一級(jí)有源濾波器的輸出波形達(dá)峰時(shí)間增加，更接近高斯波形了，雖然相應(yīng)的峰值持續(xù)時(shí)間也增加了，但是在允許范圍之內(nèi)。圖7（c）是信號(hào)經(jīng)過(guò)跟隨器后輸出波形，達(dá)峰時(shí)間≤0.5 μs，峰持續(xù)時(shí)間≤5 μs。由此看出，電路的濾波效果良好，噪聲較小，在一定范圍內(nèi)得到了準(zhǔn)高斯波形，因此整個(gè)電路符合設(shè)計(jì)要求。

3 結(jié) 論

通過(guò)分析有源濾波成形電路的工作原理，利用軟件Multisim12.0進(jìn)行電路最佳參數(shù)的選擇，結(jié)果顯示采用兩級(jí)有源濾波電路濾波成形，能夠輸出脈寬約為1 μs的準(zhǔn)高斯波形，利于后端的脈沖幅度分析電路利用。該脈沖成形電路適用于便攜式小型化探測(cè)系統(tǒng)中的信號(hào)獲取以及濾波成形處理中。

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