鄒 洲

(中國西南電子技術(shù)研究所，成都610036)

1 引言

國際海事衛(wèi)星(Inmarsat)通信系統(tǒng)在各領(lǐng)域均得到廣泛應(yīng)用，尤其在遇險搜救、航空航天、民航客運等領(lǐng)域提供了可靠的通信保障。除此之外，國際海事衛(wèi)星作為國際空間無線電通信站，擔(dān)負(fù)著各種通信任務(wù)，包括為軍隊提供應(yīng)急通信服務(wù)等。隨著海事衛(wèi)星信號在現(xiàn)代電子戰(zhàn)爭中發(fā)揮的作用越來越重要，針對海事衛(wèi)星信號的測向也成為現(xiàn)代電子戰(zhàn)偵察技術(shù)研究的重要內(nèi)容[1]。對海事衛(wèi)星終端發(fā)射的上行信號進(jìn)行測向，可以準(zhǔn)確掌握使用海事衛(wèi)星終端進(jìn)行通信的目標(biāo)的運動軌跡，對最終獲取目標(biāo)的位置能起到很大的作用。

國內(nèi)在測向方面的研究文獻(xiàn)較多:文獻(xiàn)[2]介紹了干涉儀測向體制的基本原理，分析了相位差模糊對測向精度的影響;文獻(xiàn)[3]提出了一種在FPGA中實現(xiàn)準(zhǔn)實時測向的方法，但并行處理能力較弱，無法快速對多個頻點的信號同時測向;文獻(xiàn)[4]提出了適合IFF和TACAN脈沖的高精度實時測向模型，通過直接計算單脈沖IQ信號每一個樣點的相位獲取計算方位所需的相位差值，但對于短時長突發(fā)信號采用直接計算相位的方式會影響相位差的穩(wěn)定度和實時性;文獻(xiàn)[5]采用一塊DSP和兩塊FPGA完成了60 MHz帶寬內(nèi)通信信號的準(zhǔn)實時測向，但頻率分辨率較低只有12.5 kHz，所計算的相位差穩(wěn)定度不夠，硬件資源消耗較大;文獻(xiàn)[6]提出利用通信信號的四階累積量中的信息進(jìn)行測向，但是由于計算復(fù)雜，工程實現(xiàn)難度很大。

與常規(guī)通信信號不同，海事衛(wèi)星信號均為短時突發(fā)信號，突發(fā)的持續(xù)時間約為幾十毫秒到幾百毫秒。以常見的海事衛(wèi)星MINI－M標(biāo)準(zhǔn)通信信號為例，調(diào)制方式為 OQPSK，速率為5.6 kb/s[7]。

基于海事衛(wèi)星信號的基本特征，本文提出了一種針對海事衛(wèi)星上行信號的測向工程實現(xiàn)方法并給出了FPGA和DSP設(shè)計。與文獻(xiàn)[4－5]相比，本文提出的海事衛(wèi)星信號測向方法首先優(yōu)化了信號預(yù)處理部分的設(shè)計，將測向的頻率分辨率提高到了5.7 kHz，從而能夠?qū)︻l率間隔為10 kHz的兩個海事衛(wèi)星信號同時進(jìn)行測向;其次，對相位差的計算方法做了改進(jìn)，采用將多次FFT輸出的IQ數(shù)據(jù)共軛相乘、累積、求平均和反正切運算的方式，在一定程度上消除了相位差波動時對測向精度的影響;最后，運用插值算法進(jìn)一步提高了測向精度。

2 測向算法

2.1 測向算法選擇

在實際的信號環(huán)境中，海事衛(wèi)星信號的突發(fā)性和密集性也凸顯了高速實時測向的重要性，所選擇的測向算法必須實時性強(qiáng)、精度高、頻率分辨率高。

測向體制大致可分為幅度體制、相位體制(含相位敏感型體制)、幅相結(jié)合體制及時差體制四大類。在通信(連續(xù)信號)領(lǐng)域，目前應(yīng)用較多的是相位或相位敏感型測向體制，典型的如干涉儀、多普勒、瓦特遜－瓦特和阿德柯克等。相位或相位敏感型體制在準(zhǔn)確度、靈敏度等性能上較其他體制有一定優(yōu)勢，更為重要的是它具有潛在的分辨多信號的能力，因此相位或相位敏感型體制(如相關(guān)干涉儀等)正逐漸應(yīng)用于測向領(lǐng)域。

而相關(guān)干涉儀測向體制可以相對降低對硬件一致性的要求，只要求保持相對穩(wěn)定，同時測向速度比較快，比較適合突發(fā)信號的測向，因此本方案中優(yōu)先考慮相關(guān)干涉儀測向體制。

2.2 相關(guān)干涉儀測向原理

相關(guān)干涉儀測向技術(shù)是從傳統(tǒng)干涉儀測向技術(shù)發(fā)展而來的。它不需要再按照經(jīng)典的公式去計算，但仍然是利用天線之間的相位關(guān)系進(jìn)行測向。來波在天線陣的每個陣元上產(chǎn)生感應(yīng)電流，根據(jù)來波到達(dá)天線時間先后產(chǎn)生相位差。

入射信號經(jīng)預(yù)處理后，輸出為其實部與虛部，再送到測向部分。在測向部分首先分別求出該信號在多通道干涉儀的相位，然后以其中一個通道為參考，求出其余通道與參考通道的相位差，通過多組相對相位差來計算出該信號的方位，整個測向過程的原理如圖1 所示。其中，a1、b1、a2、b2、a3、b3為 FFT 的輸出實部與虛部，Φ1、Φ2、Φ3分別為其相位，Φ12、Φ13是以Φ1參考的相對相位差。

圖1 測向原理框圖Fig.1 Principle diagram of direction － finding

不同天線陣元之間的組合可以得出一組相位差，我們把這組相位差稱為被測信號在天線陣的陣響應(yīng)。在測向系統(tǒng)中，存在一個響應(yīng)樣本，這個樣本是在設(shè)備出廠時，全頻段、全方位收集的標(biāo)準(zhǔn)陣響應(yīng)樣本集。相關(guān)干涉儀測向就是將Φ12、Φ13等構(gòu)成的多組相對相位差與標(biāo)準(zhǔn)樣本集進(jìn)行相關(guān)比較，找出最相似的樣本，根據(jù)樣本在樣本空間的位置，獲取信號的入射方位。

海事衛(wèi)星上行通信信號的頻率范圍為1 626.5～1 660.5 MHz，采用相關(guān)干涉儀測向方法，測向天線選取孔徑為0.35 m的均勻圓陣。根據(jù)該天線陣的布陣形式，進(jìn)行測向精度仿真分析，仿真條件為:信號頻率范圍為1 600～1 680 MHz頻段，間隔5 MHz提取一個頻點作為測向頻點。由于信噪比等各種外界因素會引起相位的波動，一般來說，對設(shè)備中的固定相位偏差采用靜態(tài)補(bǔ)償?shù)仁侄芜M(jìn)行校正后，考慮各種綜合因素影響，相位誤差可以控制在20°以內(nèi)。所以在仿真中以隨機(jī)值的形式引入相位差誤差，隨機(jī)值分在10°以內(nèi)、15°以內(nèi)和20°以內(nèi)3種情況分別進(jìn)行仿真分析，結(jié)果表明，假設(shè)引入的不可校正的相位差誤差最大為20°時，測向精度仍然能夠小于1°。所以，針對海事衛(wèi)星信號的測向處理，采用相關(guān)干涉儀測向算法是完全適合的。

3 數(shù)字信號測向方案及實現(xiàn)

3.1 測向方案

測向方案原理如圖2所示，A/D采集單元對接收機(jī)輸出的中頻信號采樣量化后，實時傳輸?shù)綔y向單元。測向單元將多路AD數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取、下變頻、濾波等預(yù)處理后，對預(yù)處理后的數(shù)據(jù)同時進(jìn)行FFT運算，對高于門限的FFT輸出的IQ幅度數(shù)據(jù)進(jìn)行反正切運算提取相位差信息，最后采用相關(guān)干涉儀算法計算方位值。

圖2 測向方案原理框圖Fig.2 The block diagram of direction － finding

3.2 方案的FPGA和DSP實現(xiàn)

3.2.1 總體設(shè)計

FPGA相對DSP并行處理能力要高得多，運算速度更快，但算法編程實現(xiàn)相對困難，而DSP的優(yōu)點在于算法實現(xiàn)相對簡單，命令控制更加靈活，但是處理速度較低。根據(jù)海事衛(wèi)星信號測向的性能需求，測向部分的實現(xiàn)采用一片DSP和一片F(xiàn)PGA完成。FPGA采用Xinlix公司的V5SX95T，DSP采用TI公司的TMS6414 DSP處理器。FPGA主要完成數(shù)字下變頻、FFT實時運算、相位差計算等并行處理運算，DSP主要完成方位計算、插值等計算功能。

整個測向模塊由FPGA+DSP實現(xiàn)，架構(gòu)框圖如圖3所示。

圖3 FPGA和DSP軟件架構(gòu)框圖Fig.3 Schematic diagram of FPGA and DSP software structure

3.2.2 測向的頻率分辨率優(yōu)化

R表示頻率分辨率，fs表示采樣率，N表示FFT點數(shù)。根據(jù)頻率分辨率的公式

海事衛(wèi)星上行通信信號分布在1 626.5～1 660.5 MHz頻段內(nèi)，那么測向帶寬定為36 MHz覆蓋整個頻段較為合適。海事衛(wèi)星上行信號之間的頻率最小間隔為10 kHz，要達(dá)到10 kHz以上的測向頻率分辨率，N=8 192，通過計算可以得到 R=5.7 kHz。

信號預(yù)處理模塊包含對A/D數(shù)字信號的抽取、下變頻、濾波處理三部分，考慮到上述因素，結(jié)合系統(tǒng)中AD采樣率、接收機(jī)中頻帶寬、接收機(jī)中頻中心頻率，對不同的接收機(jī)輸出帶寬采用不同系數(shù)的FIR濾波器的IP核完成數(shù)字下變頻設(shè)計。接收機(jī)的輸出帶寬為60 MHz，中心頻率為140 MHz，A/D采樣率Fs為187.2 MHz，下變頻采用 Fs/4混頻，以降低資源消耗。CIC濾波器級數(shù)建議大于等于4;FIR濾波器的采樣率為46.8 MHz，通帶截止頻率為18 MHz，阻帶截止頻率為20 MHz，階數(shù)50。預(yù)處理模塊的實現(xiàn)框圖如圖4所示。

圖4 預(yù)處理模塊實現(xiàn)框圖Fig.4 Preprocessing module

3.2.3 相位差計算方法的改進(jìn)

在對常規(guī)通信信號進(jìn)行測向時，通常采用FFT運算和反正切函數(shù)相結(jié)合的方式計算相位差。FFT運算產(chǎn)生的頻譜數(shù)據(jù)為復(fù)數(shù)IQ數(shù)據(jù)，對其進(jìn)行反正切運算就可以得到每個頻點所對應(yīng)的相位，再將每一路的相位互相進(jìn)行相減運算，獲得各路之間的相位差。但是當(dāng)相位差值在0°/360°或者±180°波動時，使用這種相位直接相減的方法有一定概率會引起相位差計算結(jié)果出錯的情況，同時在受到外界干擾時，相位差在一定程度上會出現(xiàn)波動，會影響最終的方位計算結(jié)果。為解決這兩個問題，本文對相位差計算方法進(jìn)行了改進(jìn)，其實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 相位差計算原理框圖Fig.5 Phase difference calculation module

具體方法是采用5個pipelined Streaming I/O的FFT模塊并行處理，將第1路FFT輸出的每個頻點所對應(yīng)的IQ兩路數(shù)據(jù)與其他4路FFT輸出的每個頻點對應(yīng)的IQ兩路數(shù)據(jù)的共軛值相乘，再經(jīng)過N次相同的FFT和共軛相乘運算，將多次結(jié)果求和后再求平均，得到4組穩(wěn)定的IQ數(shù)據(jù)并做反正切運算，可求得一組穩(wěn)定的相位差。反正切計算采用Cordic IP core的Arctan運算完成，在IP core生成時合理選擇Iterations及Presision的參數(shù)設(shè)置，在滿足相位差精度的要求下，盡量減少資源消耗。

8 192點FFT完成一次運算的時間約為89 μs，將128次FFT運算的結(jié)果累加求平均后求的相位差值，需耗費約12 ms。由于海事衛(wèi)星信號的突發(fā)持續(xù)時間至少為20 ms以上，所以這種相位差累積計算的方法完全滿足海事衛(wèi)星上行信號的測向?qū)崟r性需求。

3.2.4 插值算法

根據(jù)相關(guān)系數(shù)公式

其中，φj是相位差庫中待測向頻點第j個建庫方位下的相位差;φi是待測向頻點的已標(biāo)校相位差，i為相位差序號(i=1，2，…，N);j為相位差建庫方位序號(j=1，2，…，M，M為某頻點上建庫方位個數(shù))。

通過計算M個方位上的相關(guān)系數(shù)ρj，并計算ρj(j=1，2，…，M)的最大值，找出最大值對應(yīng)的方位角，即為粗測測向值θc。

由于硬件資源的限制，相位差庫中的角度間隔為2°，粗測向方位值即為2的整數(shù)倍，通過插值運算可以提高測向方位的精度。

根據(jù)粗測測向值θc、粗測測向值的相關(guān)系數(shù) ρj、粗測測向值位置前一個點的相關(guān)系數(shù) ρj－1、粗測測向值位置后一個點的相關(guān)系數(shù)ρj+1、相位差庫方位建庫間隔為θj，可通過下式計算出通過余弦插值得到的細(xì)測測向結(jié)果θ:

4 實例數(shù)據(jù)解算驗證

為了對本文提出的海事衛(wèi)星信號測向系統(tǒng)方案的效果進(jìn)行評估，采用實際的海事衛(wèi)星終端發(fā)射的上行突發(fā)通信信號作為Matlab仿真數(shù)據(jù)和硬件試驗平臺的輸入數(shù)據(jù)，信號的調(diào)制方式為OQPSK信號，速率為5.6 kb/s，信噪比為12 dB，每一個突發(fā)的持續(xù)時間為60～300 ms左右，信號入射方位角為91.5°。經(jīng)測試計算，測向精度的實測值與理論值如圖6所示。

圖6 測向精度Fig.6 Accuracy of direction － finding

從圖6可以看出，測向精度的實測值比理論值只降低了0.5°左右，實測值的測向精度平均值達(dá)到了 1.3°。

試驗硬件平臺所使用的FPGA芯片為Xinlinx公司的xc5vsx95t，DSP芯片為 TI公司的 TMI6414t，F(xiàn)PGA設(shè)計使用Xilinx公司的集成開發(fā)工具ISE進(jìn)行仿真、綜合、布線等。利用ISE軟件內(nèi)嵌的工具對FPGA的資源消耗情況進(jìn)行統(tǒng)計，器件資源消耗情況如表1所示，其中使用率最大的Slice為70%，Blockram使用率為63%，其余的都在40%以下。

表1 FPGA的資源占用情況Table1 FPGA resource consumption summary

通過計算機(jī)的顯控軟件所顯示的硬件平臺綜合處理結(jié)果如圖7所示，包括功率(單位dB)、信號中頻輸出頻率、方位值等。從圖7可以看出，顯控軟件所顯示的測向結(jié)果與真實值91.5°相比，測向精度仍優(yōu)于 1.5°。

圖7 海事衛(wèi)星信號測向結(jié)果Fig.7 The display of direction － finding result

5 結(jié)束語

本文結(jié)合海事衛(wèi)星信號的特征，以相關(guān)干涉儀測向體制為基礎(chǔ)，提出了適用于海事衛(wèi)星信號測向處理的技術(shù)方法。該方法在FPGA和DSP中合理分配算法的實現(xiàn)模塊，減少硬件資源的消耗，通過優(yōu)化算法提高了測向的頻率分辨率和相位差的穩(wěn)定度，運用插值改善了測向精度。最后通過試驗樣機(jī)對實采海事衛(wèi)星信號數(shù)據(jù)的測向分析結(jié)果可以證明，測向精度優(yōu)于1.5°，滿足實際工程項目的需要。

在未來的研究工作中，可以以本文提出的測向方案為基礎(chǔ)，根據(jù)工程的實際需要，進(jìn)一步提高測向精度和頻率分辨率。

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