黃發(fā)陽，隆志力，張建國，米長軍，袁 文

(1.哈爾濱工業(yè)大學深圳研究生院，廣東深圳518055;2.東莞華中科技大學制造工程研究院，廣東東莞523808)

0 引言

國內(nèi)對壓電式送料器的研究起步時間較短，其電源驅(qū)動技術(shù)還不成熟［1，2］，電源穩(wěn)定性和效率低于國外技術(shù)水平，致使國內(nèi)行業(yè)大部分使用的驅(qū)動器仍來源于國外，如日本SANKI公司的驅(qū)動器，性能高但價格昂貴。國內(nèi)驅(qū)動器長時間工作時發(fā)熱比較嚴重以及保護功能較少，長期工作時波形畸變甚至進入停機狀態(tài)，降低電能利用率和生產(chǎn)效率。針對這些問題，本文開發(fā)了基于ARM單片機控制的驅(qū)動系統(tǒng)，并開展實驗驗證。實驗結(jié)果表明，該系統(tǒng)成本和發(fā)熱量降低，過流保護與過熱保護措施使其能夠長時間穩(wěn)定工作。

1 總體方案

由于系統(tǒng)需要D/A、A/D、互補SPWM波，本方案選擇了ARM系列中的STM32F103單片機，其集成了工作頻率為72MHz的高性能ARM Cortex-M3和32位RISC內(nèi)核，帶有3個12位ADC、4個16位通用定時器和2個PWM定時器，以及標準與高級通信接口。

本系統(tǒng)主要包括:信號生成部分、LC濾波部分、開關(guān)管驅(qū)動與保護部分、過流保護、溫度采集、掉電存儲、人機交互模塊等部分。其中信號生成部分由單片機生成SPWM調(diào)節(jié)逆變電路的頻率和D/A調(diào)節(jié)其幅值組成;過流保護由電流采樣、濾波放大、A/D處理構(gòu)成;人機交互模塊由數(shù)碼顯示和功能按鍵組成。系統(tǒng)組成框圖如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)組成框架

系統(tǒng)工作時，單片機產(chǎn)生頻率可調(diào)的SPWM波，同時D/A輸出幅值變化的模擬信號，經(jīng)過電路逆變和LC濾波后生成正弦波，然后經(jīng)過變壓器的升壓隔離驅(qū)動負載，即壓電式送料器。通過按鍵調(diào)節(jié)驅(qū)動電壓和頻率的大小，使其處于最佳運動狀態(tài)，即系統(tǒng)諧振狀態(tài)。數(shù)碼管可顯示驅(qū)動電壓和頻率的大小以及系統(tǒng)故障。

2 逆變電路設(shè)計

2.1 逆變電路的架構(gòu)

設(shè)計了一種H型全橋逆變電路［3］，如圖2所示，A、B、C、D是4個相同型號的 IGBT，標為 A_G、B_G、C_G、D_G是其控制端，A與D同時通斷 (B與C同時通斷)。為了得到良好的正弦波，控制端信號選用 SPWM波［4］。D6、D7、D8、D9是雙向穩(wěn)壓二極管，使其柵極電壓穩(wěn)定在正負一定的電壓值，既可快速開啟IGBT也可快速關(guān)斷IGBT。因為IGBT的G-E電壓VGE正向越高，其開通交換時的時間和損耗越小，VGE反向越高，其關(guān)斷時的時間和損耗越小。電感L1和L2起慣性環(huán)節(jié)的作用，使其輸出電流不能立即變化，并且其與電容C1、C2、C3、C4形成LC濾波，濾除除基波外的高次諧波而得到正弦波。輸出頻率變化是通過改變SPWM中的信號波頻率，輸出幅值變化是通過DAC間接地改變直流電壓ADJ_VCC的值實現(xiàn)。

2.2 逆變電路中SPWM波生成機理

系統(tǒng)中的SPWM波是根據(jù)等面積法生成的，其思路是將正弦半波分成N等份，把每一等份的正弦波曲線與橫軸所包圍的面積用與此面積相等的等高矩形脈沖代替［5，6］。在圖3中的正弦半波波形中取一小區(qū)間［t'，t'+Δt］=正弦波幅值為Usin，調(diào)制度為M，矩形脈沖幅值為Us，δ(i)為第i(i=1、2、…N)個脈沖寬度，則由第i份正弦波面積對應(yīng)的第i個SPWM脈沖面積相等得

圖2 逆變電路與直流電壓ADJ_VCC調(diào)節(jié)電路

圖3 等面積法原理

由式 (1)求得脈寬δ(i)

然后對其進行迭代即可生成單極性的SPWM波。

2.3 逆變電路中的LC濾波

由于LC濾波電路參數(shù)設(shè)定較為復雜，選用MATLAB中Simulink模塊對其進行仿真分析［7］。如圖4所示仿真模型中L1=L2=1mH，C1=C2=C3=C4=47nF，載波頻率45KHz，調(diào)制頻率100Hz，采樣時間 Ts=10-6s，調(diào)制度M=0.8，脈沖幅值Us=Ud=300V。如圖5所示，LC濾波前為SPWM波，經(jīng)過濾波之后可得到良好穩(wěn)定的正弦波。實際中電感與電容值稍有變化，如L1=L2=2mH，C1=C2=C3=C4=100nF。由仿真結(jié)果可得，其波形變化很小，基本保持穩(wěn)定狀態(tài)。

圖4 LC濾波電路仿真

圖5 LC濾波前后的顯示結(jié)果

3 保護模塊

3.1 開關(guān)管保護

圖6 中標有“CPU”為單片機的I/O口，IGBT中的集電極C與發(fā)射極E接主電路，該電路特點如下:

(1)正常情況下，當CPU為高電平時，光耦輸出為低電平，V2、V3導通，V1關(guān)閉，則IGBT關(guān)閉;當CPU為低電平時，光耦輸出為高電平，V2、V3關(guān)閉，V1導通，則IGBT導通。

(2)當IGBT導通遇到短路過電流時，考慮IGBT斷開時驅(qū)動信號切斷過電流，IGBT集電極與發(fā)射極之間的電壓VCE急劇增大，可能大于最大允許值而使 IGBT燒壞原因［8-10］，電路中增加了 TVS管 D1、穩(wěn)壓管 D4、電容 C10。當VCE增大，IGBT集電極的電位升高，D1反向?qū)?，致使電容C10的電位大于D4穩(wěn)壓值，促使V4、V2導通，且由于C10存有電荷，V3源極電位高于柵極電位，則V3導通，導致IGBT關(guān)閉。以此同時門極存儲的電荷通過R8緩慢放電，抑制了IGBT關(guān)斷時產(chǎn)生過大的尖峰電壓。

(3)R7值越大，IGBT交換時間和交換損耗也越大，但交換時的浪涌電壓變小，且誤觸發(fā)率降低。鑒于該因素選擇R7為10歐姆的電阻，交換損耗不大且浪涌電壓足夠小，無誤觸發(fā)現(xiàn)象。

圖6 開關(guān)管的驅(qū)動與其過流保護電路

3.2 過流保護

利用采樣電阻R1、R2、R3對主電路的電流采樣，將電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號，經(jīng)過線性光耦EL817獲得含雜波的半波信號，再通過二階有源濾波電路濾除雜波，得到半波信號，最后將半波信號輸入單片機的ADC，對其電流有效值進行監(jiān)控。根據(jù)負載電流分為3段保護:其一，短路保護，用于驅(qū)動器輸出短路保護，當實際電流值遠大于驅(qū)動器的額定電流值 (約為額定值的6倍)時，驅(qū)動器進入停機保護狀態(tài);其二，短延時過流保護，用于保護電流值小于短路保護值，且是額定電流的2～6倍;其三，長延時過流保護，用于保護電流值是額定電流值的1～2倍左右［11］。主電路過流保護電路如圖7所示。

圖7 主電路過流保護電路

3.3 溫度保護

標有“Rt”為負溫度系數(shù)的熱敏電阻，“Temp”為單片機A/D引腳，則長時間工作時，當溫度大于65℃時進入溫度保護，驅(qū)動器停止工作，直到溫度小于45℃時退出保護，驅(qū)動器重新啟動。溫度測試電路如圖8所示。

圖8 溫度測試電路

4 實驗結(jié)論

選用型號3528壓電式送料器作為負載，設(shè)定驅(qū)動系統(tǒng)電壓有效值220V、頻率285Hz的正弦波。如圖9所示，實際輸出平滑的正弦波，輸出電壓有效值216V，輸出頻率285.3Hz，表明電壓和頻率的實際值與理論值基本一致。該系統(tǒng)可長時間持續(xù)驅(qū)動壓電式送料器后，其輸出波形基本不變，相比國內(nèi)其它同類驅(qū)動器發(fā)熱量也明顯減小。

圖9 工作情況下驅(qū)動系統(tǒng)的輸出波形

5 結(jié)束語

針對目前壓電式送料器驅(qū)動器長時間工作波形畸變和發(fā)熱嚴重的缺點，本系統(tǒng)采用ARM單片機控制架構(gòu)，結(jié)合逆變器設(shè)計思路，再外加上述3種保護措施，設(shè)計出幅值頻率均可調(diào)、輸出波形穩(wěn)定且發(fā)熱量少的壓電式送料器驅(qū)動系統(tǒng)，能夠長時間穩(wěn)定驅(qū)動型號3528壓電式送料器及類似的自動化裝置。該系統(tǒng)具有掉電存儲、鍵盤鎖定功能，便于生產(chǎn)中使用。但該系統(tǒng)后期還需與實際生產(chǎn)線結(jié)合調(diào)試，防止送料器送料過程中料盤出現(xiàn)料滿、缺料等非正常工作情況。

［1］TIAN Zhongjing，WUWenfu.Research statusand application of piezoelectric vibratory feeder device［J］.Machinery Design and Manufacture，2011(11):54-56(in Chinese).［田忠靜，吳文福.壓電振動送料裝置的研究現(xiàn)狀及其應(yīng)用 ［J］.機械設(shè)計與制造，2011(11):54-56.］

［2］FAN Zhunqiang.Research on the new piezoelectric feeder［D］.Changchun:Jilin University，2008(in Chinese).［范尊強.新型壓電送料器的研究［D］.長春:吉林大學，2008.］

［3］MA Xiaoliang.IGBT rectifier/regenerative source of AC-DC-AC converters［J］.Electric Drive，2012，42(10):3-8(in Chinese).［馬小亮.交-直-交變頻器的 IGBT整流/回饋電源［J］.電氣傳動，2012，42(10):3-8.］

［4］ZHONG Jingwen.Design of sinusoidal inverter power supply based onmicrocontroller［D］.Dalian:Dalian Maritime University，2008(in Chinese).［鐘敬穩(wěn).基于單片機的正弦逆變電源研制［D］.大連:大連海事大學，2008.］

［5］GUIAigang，WAN Huojin，LIU Jianguo.Calculation of on-off switching points formodulating single-polar spwm wave and its harmonic analysis［J］.Jiang Xi Energy，2008(2):27-31(in Chinese).［桂愛剛，萬火金，劉建國.單極性SPWM波形調(diào)制開關(guān)點計算及其諧波分析［J］.江西能源，2008(2):27-31.］

［6］WAN Qiuyi，LIShilin，YAN Xin，et al.Realization based on sequential control the SPWM ［J］.Nuclear Electronics and Detection Technology，2011，31(5):588-590(in Chinese).［萬秋一，李士林，閆鑫，等.一種等面積法生成SPWM波形的算法 ［J］.核電子學與探測技術(shù)，2011，31(5):588-590.］

［7］LU Wen.Research on control algorithm of high voltage inverter based on space vector PWM ［D］.Xi'an:Xi'an University of Science and Technology，2012(in Chinese).［盧文.基于 SVPWM的高壓變頻器控制算法的研究 ［D］.西安:西安科技大學，2012.］

［8］WANG Huidong.Study on the principle and protection functions of a new type IGBT driver［J］.Electronic Technology，2010(5):82-83(in Chinese).［王慧東.新型IGBT驅(qū)動器原理及其保護功能研究［J］.電子技術(shù)，2010(5):82-83.］

［9］GAN Xiangbin.Research on the high-voltage inverter bypass operation technology based on unit IGBT drive fault state［D］.Chengdu:Southwest Jiaotong University，2012(in Chinese).［甘祥彬.基于單元IGBT驅(qū)動故障狀態(tài)下的高壓變頻器旁路運行技術(shù)研究 ［D］.成都:西南交通大學，2012.］

［10］MA Junxing，SUN Hanqing.Driving circuit design for IGBT short circuit protection ［J］.Communication Technology，2009，42(11):235-237(in Chinese).［馬俊興，孫漢卿.IGBT短路保護的驅(qū)動電路的設(shè)計 ［J］.通信技術(shù)，2009，42(11):235-237.］

［11］CHENWei，GUO Biguang.Design of sinusoidal inverter short circuit and over-current protection［J］.Science and Technology Information，2009(17):64(in Chinese).［陳維，郭必廣.正弦逆變器輸出短路過流保護設(shè)計 ［J］.科技信息，2009(17):64.］