劉 斌，黃新波，程文飛，張周熊，喬衛(wèi)中

（西安工程大學(xué) 電子信息學(xué)院，陜西 西安710048）

隨著高壓輸電技術(shù)不斷發(fā)展，使得整個(gè)行業(yè)對高壓設(shè)備的絕緣耐壓測試和交流試驗(yàn)電源的安全可靠性提出了越來越高的要求.例如GIS（氣體絕緣組合電器）、電纜、電容器和斷路器等高壓設(shè)備都需要定期做交流絕緣耐壓試驗(yàn)，這樣便于及早發(fā)現(xiàn)設(shè)備內(nèi)部隱藏的絕緣故障，避免因設(shè)備絕緣故障造成嚴(yán)重事故［1］.目前，用于交流絕緣耐壓實(shí)驗(yàn)的電源主要有電力變壓器、試驗(yàn)變壓器和串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源.考慮到經(jīng)濟(jì)等因素，在滿足實(shí)驗(yàn)要求時(shí)，大多采用試驗(yàn)變壓器和串聯(lián)諧振試驗(yàn)裝置.高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源是串聯(lián)諧振試驗(yàn)裝置的一種，憑借著自身的優(yōu)勢在交流試驗(yàn)中發(fā)揮著越來越重要的角色.

高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源的穩(wěn)定性和可靠性很大一部分決定于逆變器電壓幅值、頻率的控制和輸出波形的好壞.傳統(tǒng)的高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源的逆變器多數(shù)由GTR、MOSFET或IGBT作為開關(guān)器件，它們自身不帶有驅(qū)動(dòng)電路和保護(hù)電路，所以使用時(shí)往往需要設(shè)計(jì)相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路和保護(hù)電路，如果驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)不好，往往會(huì)嚴(yán)重影響輸出性能，保護(hù)電路設(shè)計(jì)不到位，則起不到真正的保護(hù)作用，容易燒壞這些開關(guān)器件.另外，傳統(tǒng)的高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源逆變器一部分運(yùn)行在開環(huán)狀態(tài)，整個(gè)裝置的穩(wěn)定性和可靠性得不到保障，輸出波形畸變較大［2］.隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，智能功率模塊（Intelligent Power Module，簡稱IPM）作為新一代的開關(guān)器件，具有完善的保護(hù)功能和較高的可靠性，在逆變器中發(fā)揮著重大作用［3］.本文采用IPM構(gòu)建逆變器的設(shè)計(jì)方法，并運(yùn)用電壓幅值、頻率綜合控制策略控制逆變器輸出的電壓幅值和頻率，進(jìn)一步提高了裝置的穩(wěn)定性，同時(shí)利用IPM集成的保護(hù)功能和試驗(yàn)電源自身的保護(hù)構(gòu)成了雙重保護(hù)，彌補(bǔ)了現(xiàn)有裝置保護(hù)措施不完善的缺陷.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文的設(shè)計(jì)方法對裝置的安全、可靠運(yùn)行起到了有效的保障作用.

1 試驗(yàn)電源的整體結(jié)構(gòu)和功能

高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源裝置整體結(jié)構(gòu)如圖1所示，三相外部交流電源經(jīng)三相不可控整流橋整流后輸送給BUCK斬波電路，斬波后的直流電壓再經(jīng)IPM內(nèi)部的V1A、V1B、V2A、V2B4個(gè)開關(guān)管逆變輸出的電壓作為勵(lì)磁變壓器T一次側(cè)的輸入電壓，此電壓經(jīng)勵(lì)磁變壓器T后給LC諧振回路提供電源.在滿足中諧振頻率f0的情況下，高壓電抗器和容性試品構(gòu)成了LC諧振回路.試品達(dá)到諧振狀態(tài)后，再通過對斬波電路中IGBT的調(diào)節(jié)，就能得到設(shè)計(jì)需要的電壓等級.圖1中由V1A、V1B、V2A、V2B構(gòu)成的IPM逆變器輸出的電壓信號為幅值0～400V，頻率30～300Hz內(nèi)連續(xù)可調(diào)的正弦波［3］.RL是諧振回路等效內(nèi)阻，L2是諧振回路電抗器，C1、C2和C3分別是電容分壓器高壓臂電容、低壓臂電容和容性試品等效電容［2］，三者等效為諧振電容C.

圖1 裝置整體結(jié)構(gòu)圖Fig.1 The structure chart of the device

2 試驗(yàn)電源逆變器

2.1 逆變器的整體結(jié)構(gòu)

高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源裝置的逆變器整體結(jié)構(gòu)如圖2所示，逆變器采用全橋拓?fù)?，調(diào)制方式為單極性調(diào)制.逆變器主要有IPM（圖中是雙管）模塊和光耦隔離驅(qū)動(dòng)器件組成.兩路正弦調(diào)制PWM波分別交叉控制IPM的上下管，可在兩個(gè)IPM模塊的輸出端之間產(chǎn)生低壓交流電.PM100DSA120即為IPM模塊，是三菱公司生產(chǎn)的雙管1 200V／100A的IPM模塊.FPO為故障輸出端，正常工作時(shí)持續(xù)輸出15V高電平，故障時(shí)輸出脈寬為1.8ms的低電平信號，傳送給控制芯片DSP后進(jìn)行相應(yīng)的保護(hù)動(dòng)作［4］.為了使IPM安全穩(wěn)定的工作，IPM的外圍驅(qū)動(dòng)電路是必須的［5］.一般來講，IPM外圍驅(qū)動(dòng)電路在設(shè)計(jì)中要滿足以下要求：

（1）提供穩(wěn)定的驅(qū)動(dòng)電路，滿足功率要求的15V電源，并且電源之間相互隔離；

（2）驅(qū)動(dòng)電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號要盡可能地靠近IPM模塊，驅(qū)動(dòng)回路的阻抗要足夠?。?/p>

（3）IPM內(nèi)部的地線和大電壓是相通的，因此必須將弱電控制部分的電路和IPM自身隔離開.圖2中的6N137即為光耦隔離芯片.

圖2 逆變器整體結(jié)構(gòu)圖Fig.2 The structure chart of the inverter

2.2 電壓幅值、頻率綜合控制策略

被測試品的多樣性、中間勵(lì)磁變壓器的渦流等因素，造成了試驗(yàn)電源諧振時(shí)試品頻率和電壓的不固定.因此需要對試品頻率和電壓進(jìn)行閉環(huán)控制.電壓幅值、頻率綜合控制策略可以很好地解決這個(gè)問題，其控制框圖如圖3所示.U為試品兩端電壓的有效值，U＊為其設(shè)定值，兩者相減即得到幅值PI控制器的輸入信號，幅值PI控制的輸出信號為調(diào)制比M［5］.M的大小等價(jià)于PWM信號的占空比大小，這樣就實(shí)現(xiàn)了電壓的調(diào)節(jié).

頻率控制采用鎖相調(diào)頻的方法，圖3中U0和UC分別是逆變器輸出電壓和電容分壓器低壓臂電壓.兩者經(jīng)傳感器傳送給DSP進(jìn)行FFT運(yùn)算，得出其相位差θ，并把θ與π的比值Uf送入低通濾波器，低通濾波器的作用是將Uf變成均勻無紋波的直流電壓信號UF.UF經(jīng)頻率PI控制器調(diào)節(jié)后由壓控振蕩器產(chǎn)生諧振頻率為f0的正弦波［6］.該正弦波與頻率調(diào)制比M相乘后送入PWM波生成器，用輸出的正弦調(diào)制PWM波驅(qū)動(dòng)IPM模塊，即實(shí)現(xiàn)了電壓幅值、頻率的綜合控制.此處的頻率PI控制器除了抑制噪聲和高頻分量外，還提高了 相調(diào)頻的速度和精度，主要依據(jù)是諧振時(shí)U0和UC的相位差為π／2.

3 試驗(yàn)電源的保護(hù)設(shè)計(jì)

圖3 電壓幅值、頻率綜合控制框圖Fig.3 The control chart of the amplitude and frequence of the voltage

一個(gè)裝置要想穩(wěn)定、正常的運(yùn)行，必須要能預(yù)防和應(yīng)對各種故障的發(fā)生.在高壓變頻串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源裝置中，上下橋臂直通現(xiàn)象是比較難處理的故障.當(dāng)控制信號的傳輸受到外界干擾或者驅(qū)動(dòng)電路被誤觸發(fā)時(shí)，都會(huì)引起上下橋臂直通短路，這樣直流濾波電容放電形成的短路電流迅速上升，對IPM模塊造成損壞.雖然IPM自身帶有過流保護(hù)、短路保護(hù)等，短路時(shí)會(huì)產(chǎn)生故障信號，但是這種故障信號是非持續(xù)的，故障信號結(jié)束后，IPM內(nèi)部自動(dòng)復(fù)位.如果引起故障的外部原因沒有解決，還會(huì)對IPM造成損壞，因此對裝置建立一個(gè)雙重保護(hù)是有必要的［7］.

過流保護(hù)電路設(shè)計(jì)如圖4所示，利用新型霍爾電流傳感器檢測母線電流，把檢測的電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號后與基準(zhǔn)電壓Vref進(jìn)行比較.正常工作時(shí)，來自圖2中的故障信號1～4為高電平，電壓比較器輸出的低電平信號經(jīng)過與非門后變?yōu)楦唠娖叫盘朥h，再經(jīng)一個(gè)與非門后送入DSP核心板的故障信號為低電平，不發(fā)生保護(hù)動(dòng)作.發(fā)生短路時(shí)，電壓比較器輸出高電平，Uh變?yōu)榈碗娖?，此時(shí)無論故障信號1～4的電平如何，送給DSP核心板的故障信號都會(huì)變?yōu)橐粋€(gè)高電平，該高電平引起DSP核心板動(dòng)作，輸出PWM波關(guān)斷IPM，完成保護(hù)動(dòng)作［8］.

圖4 過流保護(hù)電路設(shè)計(jì)框圖Fig.4 The design chart of overcurrent protection

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于上述分析，根據(jù)串聯(lián)諧振試驗(yàn)電源所需要的電壓等級，本文研制了一臺(tái)樣機(jī)，設(shè)計(jì)參數(shù)如下：逆變橋的IPM參數(shù)為1 200V／100A，逆變器輸出頻率為30～300Hz，核心控制板采用DSP芯片（型號為TMS320F28335），諧振回路的電抗器采用30H／2A的高壓電抗器，當(dāng)諧振頻率不滿足要求時(shí)可以多個(gè)電抗器串并聯(lián)使用.

在實(shí)驗(yàn)室中對16nF的試品電容進(jìn)行了耐壓實(shí)驗(yàn).電容分壓器的容值為1 500pF，并聯(lián)的總電容值為C=17.5nF，則諧振頻率為原有的裝置由于沒有進(jìn)行頻率與電壓控制，其諧振輸出電壓波形如圖5所示，從圖5中可以看出其諧振時(shí)的頻率為217Hz，經(jīng)1 000∶1的電容分壓器進(jìn)行分壓測得的電壓值為19.2V，但輸出的電壓波形并非標(biāo)準(zhǔn)的正弦波，其畸變率大.加入雙重保護(hù)電路和電壓幅值、頻率綜合控制后的分壓電容器諧振電壓波形如圖6所示，可以看出在相同的測試品中，諧振頻率為219Hz，與理論值較為接近，經(jīng)1 000∶1的電容分壓器進(jìn)行分壓測得的電壓值為33.6V，此時(shí)其輸出電壓是原有裝置的33.6／19.2=1.75倍，且逆變器在諧振時(shí)輸出的波形較為平滑接近標(biāo)準(zhǔn)正弦波，總畸變率變小.可見通過對電壓幅值及頻率進(jìn)行綜合控制可使逆變器輸出的頻率接近諧振頻率，從而在試品兩端產(chǎn)生較高的電壓，因此具有一定的參考和使用價(jià)值.

5 結(jié)束語

本文設(shè)計(jì)的試驗(yàn)電源利用電壓幅值、頻率綜合控制策略控制IPM逆變器，采用IPM自身保護(hù)和外部保護(hù)電路的雙重保護(hù)措施.實(shí)驗(yàn)證明，此種方案設(shè)計(jì)的逆變器輸出波形平滑，穩(wěn)定性和可靠性得到了提高，同時(shí)使系統(tǒng)得到了優(yōu)化，為逆變器的設(shè)計(jì)起到了一定的借鑒作用.

圖5 原有裝置諧振時(shí)輸出電壓經(jīng)分壓器檢測的信號Fig.5 The resonant voltage signal which comes from the voltage divider in the original device

圖6 加入雙重保護(hù)電路和電壓、頻率控制后諧振時(shí)輸出電壓經(jīng)分壓器檢測的信號 Fig.6 The resonant voltage signal which comes from the voltage divider in the adding double protection circuit and the control for voltage and frenquence

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