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混合式降壓型PFC變流器的研究

2015-03-02 06:25:34趙思陽張軍明曾鵠龍
機電工程 2015年6期
關鍵詞:變流器導通功率因數(shù)

趙思陽,張軍明 ,曾鵠龍

(浙江大學電氣工程學院,浙江杭州310027)

0 引 言

目前,越來越多的場合需要AC-DC 電力電子變流器來完成電能的轉換。為防止AC-DC 變流器的輸入電流諧波對電網(wǎng)造成的污染,世界上的許多國家和地區(qū)都對不同功率等級的AC-DC 變流器的輸入電流功率因數(shù)和諧波做出了限制性規(guī)定,如Energy Star[1]和IEC61000-3-2[2]等標準。因此,筆記本適配器、LED 驅(qū)動器等AC-DC 變流器中通常需要使用有源PFC 技術,使輸入電流滿足相關標準的要求。

目前,AC-DC 變流器中一般使用升壓型功率因數(shù)校正(Boost PFC)變流器作為前級來實現(xiàn)功率因數(shù)校正并輸出直流電壓,使用諧振變換器如LLC 拓撲作為后級DC-DC 變流器實現(xiàn)恒壓或恒流輸出。Boost PFC變流器得到如此廣泛的應用主要是因為其輸入電流功率因數(shù)高,諧波失真小。但同時,Boost PFC 變流器也存在著很多缺點:低輸入電壓時變換效率低、輸出電壓高不利于后級DC-DC 變流器的效率優(yōu)化和EMI 共模噪聲大等。而降壓型功率因數(shù)校正(Buck PFC)變流器[3-7]恰好能夠彌補這些缺點,因此受到了越來越多的關注。

Buck PFC 變流器具有低輸入電壓時效率較高、輸出電壓低等優(yōu)點,但也存在著輸入電流有死區(qū)等缺點,導致輸入電流功率因數(shù)差,最低交流輸入電壓下功率因數(shù)通常低于0.9,諧波失真也較為嚴重,難以滿足相關標準。

為保留Buck PFC 變流器的優(yōu)點,同時彌補其缺點,本研究提出一種混合式降壓型PFC 變流器,在Buck PFC 變流器的基礎上增加一個輔助電路(Flyback拓撲),彌補輸入電流存在的死區(qū)。相比于文獻[8-9]中提出的方案,該方案具有拓撲簡單、整體效率較高、控制方便、增加功率器件數(shù)目少等優(yōu)點。本研究針對所提出的方案給出相應的控制策略和參數(shù)設計。

1 Buck PFC 變流器概述

Buck 變流器應用于功率因數(shù)校正場合時缺點明顯:Buck PFC 變流器只有在輸入電壓瞬時值高于輸出電壓時才能工作,其輸入電流波形存在死區(qū)。在低交流輸入電壓下,Buck PFC 變流器的輸入電流功率因數(shù)差,諧波失真嚴重。

通常,Buck PFC 變流器采用恒定導通時間控制策略[10],即在輸入電壓和輸出功率不變時,MOSFET 在每個開關周期內(nèi)的導通時間保持恒定。為減小MOSFET 開關損耗,避免續(xù)流二極管反向恢復等問題,中小功率等級的AC-DC 變流器包括Buck PFC 變流器一般工作于電感電流臨界連續(xù)導通模式,即通過檢測電感電流的過零點來決定MOSFET 的導通時刻。因此,MOSFET 的關斷時間為電感電流由峰值降至0 的時間。所以,在該控制策略中輸出電壓值是唯一可供設計者調(diào)整的變量,使得Buck PFC 變流器的輸入電流功率因數(shù)、諧波失真等參數(shù)的優(yōu)化與變流器效率的優(yōu)化存在矛盾。

文獻[11]提出了一種針對Buck PFC 變流器的改進型峰值電流模式控制策略,變流器也工作于電感電流臨界連續(xù)導通模式,采用Vin-kVo作為電感電流峰值基準,相比于恒定導通時間控制策略增加了設計上的靈活性,可在改善變流器總體效率的同時改善輸入電流功率因數(shù)和諧波失真情況,但輸入電流諧波仍無法通過IEC61000-3-2 Class C 標準。

2 混合式降壓型PFC 變流器概述

針對Buck PFC 變流器輸入電流功率因數(shù)差、諧波失真嚴重的缺點,本研究提出了一種混合式降壓型PFC 變流器。變流器由Buck PFC 變流器和Flyback 變流器并聯(lián)構成,如圖1 所示。為MOSFET 驅(qū)動方便,Buck PFC 變流器為浮地輸出形式?;旌鲜浇祲盒蚉FC 變流器的工作模態(tài)如圖2 所示。當輸入電壓瞬時值Vin高于輸出電壓Vo時,控制信號Vs為高電平,Buck PFC 變流器工作,MOSFET S1保持開關動作;當輸入電壓瞬時值Vin低于輸出電壓Vo時,控制信號Vs為低電平,F(xiàn)lyback 變流器工作,MOSFET S2保持開關動作。因此,變流器的輸入電流不再存在死區(qū),功率因數(shù)和諧波失真情況可得到顯著改善。在Buck PFC 變流器和Flyback 電路基礎上增加與MOSFET S1串聯(lián)的輔助二極管D2是為了防止S2導通時輸出電容被短路,拓撲結構如圖1 所示。

圖1 混合式降壓型PFC 變流器拓撲結構

圖2 混合式降壓型PFC 變流器模態(tài)示意圖

混合式降壓型PFC 變流器的控制框圖如圖3 所示。當電感電流下降至0 時,通過輔助繞組檢測產(chǎn)生過零信號,MOSFET 開通,給電感充電。當電感電流峰值達到設定值時,MOSFET 關斷,具體實現(xiàn)原理為:輸出電壓經(jīng)采樣和反饋,得到誤差信號VEAO,由于控制環(huán)路穿越頻率遠低于工頻,所以VEAO在工頻周期內(nèi)可認為是定值,VEAO作為乘法器的一個輸入,乘法器的另一個輸入為電感電流峰值基準的分壓值。Buck 模態(tài)電感電流峰值基準為Vin-kVo,F(xiàn)lyback 模態(tài)時電感電流峰值基準為Vin,如前所述,輸入電壓瞬時值Vin與輸出電壓Vo比較得到切換信號,即Vin高于Vo時,切換信號為高電平;Vin低于Vo時,切換信號為低電平。為防止兩模態(tài)切換時Vin上的噪聲對切換信號造成干擾,采用閾值比較器產(chǎn)生切換信號。切換信號控制多路選擇器,使得兩種工作模態(tài)時電感電流峰值基準為相應值。采樣電阻電壓與乘法器輸出進行比較,當采樣電阻電壓升高至乘法器輸出電壓時,MOSFET 關斷。

在該控制策略下,Buck PFC 模態(tài)和Flyback 模態(tài)的輸入電流峰值包絡線分別正比于Vin-kVo和Vin,兩模態(tài)輸入電流能夠銜接,實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。

圖3 混合式降壓型PFC 變流器控制框圖

3 主要參數(shù)設計及計算

根據(jù)第2 節(jié)中對混合式降壓型PFC 變流器的闡述,可假設Buck 模態(tài)電感電流峰值為:

式中:θ—工頻角度,θ=ωlinet;kb—Buck PFC 的控制系數(shù),決定Buck PFC 輸入電流波形;k—比例系數(shù),由輸入、輸出功率守恒決定;Vac—輸入電壓有效值;Vo—輸出電壓。

Buck PFC 繞組與Flyback 繞組匝比取為1∶1,則Flyback 模態(tài)電感電流峰值為:

式中:kf—Flyback PFC 與Buck PFC 電感電流峰值分壓系數(shù)之比。從而可計算出兩模態(tài)輸入電流平均值分別為:

為在切換處保證兩模態(tài)輸入電流平均值相等,使得兩模態(tài)輸入電流能夠相互銜接,可以得到:

由式(5)可以求得:

在此基礎上,可以利用功率守恒計算參數(shù)k:

綜合考慮兩模態(tài),可以得到輸入電流平均值和峰值的表達式:

根據(jù)輸入電流平均值表達式可計算得到混合式降壓型PFC 變流器不同輸入電壓下的輸入電流波形如圖4 所示。

圖4 混合式降壓型PFC 變流器輸入電流波形計算結果

在輸入電流計算基礎上,本研究對主要元器件取值進行設計。PFC 電感的取值主要由變流器開關頻率fs決定。由于變流器工作于臨界連續(xù)導通模式,故fs隨工頻角度θ 變化而變化。則工頻周期內(nèi),開關頻率fs與電感值Lm的關系為:

為保證最低開關頻率大于20 kHz,以避免產(chǎn)生音頻噪聲,并使得額定輸入電壓時開關頻率不過高,以避免產(chǎn)生開關次的EMI 噪聲,本研究選擇電感值為135 μH。兩繞組匝比取為1∶1,變壓器骨架選為PQ2625。

輸出電容Co的取值主要取決于輸出電壓紋波:

式中:ω—工頻角頻率,Vo_max—輸出電壓最大值,Vo_min—輸出電壓最小值,fac—工頻50 Hz,ΔVo_pp—輸出電壓紋波峰峰值。為保證輸出電壓紋波峰峰值占輸出電壓比例小于10%,本研究取輸出電容為兩只470 μF、100 V 耐壓電解電容并聯(lián)。

控制芯片選用ST 公司的峰值電流模式控制芯片L6562。MOSFET、二極管等功率器件的選擇主要考慮其電壓電流應力及損耗情況,具體如表1 所示。

4 實驗驗證

為了驗證所提出的混合式降壓型PFC 變流器方案,本研究設計制作了一臺樣機進行實驗驗證,交流輸入電壓范圍為90 V~264 V,輸出功率為150 W,輸出電壓為80 V。設計參數(shù)如表1 所示。

表1 樣機參數(shù)

110 V 和220 V 交流輸入電壓下的經(jīng)整流的輸入電壓波形Vin、切換信號Vs、Buck 模態(tài)驅(qū)動信號Vgs_b、Flyback 模態(tài)驅(qū)動信號Vgs_f分別如圖5、圖6 所示??梢钥吹剑琕in高于Vo時,切換信號Vs為高電平,Buck PFC 變流器工作;Vin瞬時值低于Vo時,切換信號Vs為低電平,F(xiàn)lyback 變流器工作,與理論分析一致。兩模態(tài)進行切換時,切換信號無抖動。

圖5 110 V 輸入電壓下典型波形

圖6 220 V 輸入電壓下典型波形

110 V 和220 V 交流輸入電壓下的輸入電流波形Iac分別如圖7、圖8 所示??梢钥吹?,輸入電流波形無死區(qū),兩模態(tài)輸入電流能夠相互銜接。兩模態(tài)切換時輸入電流有一定振蕩,主要是因為雖然通過前面的設計使切換處兩模態(tài)輸入電流平均值相等,但切換后的模態(tài)的輸入電流仍從0 開始上升,從而導致輸入電流在切換處存在振蕩。從下面的測試結果可以看出該振蕩對混合式降壓型PFC 變流器的輸入電流功率因數(shù)和諧波失真情況影響不大。

圖7 110 V 輸入電壓下輸入電流波形

圖8 220 V 輸入電壓下輸入電流波形

混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC 變流器的輸入電流功率因數(shù)測試結果比較如圖9 所示??梢钥吹?,最低90 V 交流輸入電壓下,混合式降壓型PFC 變流器功率因數(shù)可達0.99 以上,相比于Buck PFC 變流器提高0.09 左右。而當輸入電壓變高時,二者的功率因數(shù)都會明顯下降,主要是由輸入端差模電容上的無功電流造成的。115 V 交流輸入電壓下混合式降壓型PFC 變流器和Buck PFC 變流器的輸入電流諧波測試結果對比如圖10 所示??梢钥吹?,混合式降壓型PFC變流器的總諧波失真僅為8%,相比于Buck PFC 變流器降低20% 左右,以較大裕量通過了IEC61000-3-2 Class C 標準的要求。

圖9 混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC 變流器輸入電流功率因數(shù)測試結果比較

混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC 變流器的效率測試結果對比如圖11 所示。可以看到混合式降壓型PFC 變流器的效率隨輸入電壓升高而升高,這主要是由于低輸入電壓下輸入電流有效值大,變流器中的導通損耗較大。變流器最高效率達到96.1%,最低效率超過94%,相比于Buck PFC 變流器僅降低0.5%左右。因此,本研究提出的混合式降壓型PFC 變流器在顯著改善Buck PFC 輸入電流情況的同時,保持了其效率高、輸出電壓低等優(yōu)點。

圖10 115 V 輸入電壓下混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC 變流器輸入電流諧波測試結果比較

圖11 混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC變流器效率測試結果比較

5 結束語

本研究提出了一種混合式降壓型PFC 變流器,并完成了其參數(shù)設計,進行了實驗驗證。樣機在傳統(tǒng)Buck PFC 變流器的基礎上增加了一個輔助電路,即Flyback 變流器,彌補了Buck PFC 變流器存在的輸入電流死區(qū),顯著改善了其輸入電流功率因數(shù)和諧波失真情況,功率因數(shù)最高可達0.99 以上,輸入電流諧波情況可通過相關標準的要求,同時效率相比于Buck PFC 變流器僅下降0.5%左右。

本研究還存在不足之處,首先,混合式降壓型PFC變流器的輸入電流波形在兩模態(tài)切換時存在一定振蕩;其次,變流器的輸入電流功率因數(shù)在輸入電壓升高時下降明顯;最后,變流器的整體效率還偏低。后續(xù)研究中,將對控制參數(shù)和器件選型等進一步優(yōu)化,以達到更好的實驗結果,使研究更具應用價值。

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