寧紅英 孫旭霞 楊 媛

(西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院 西安 710048)

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一種基于diC/dt反饋控制的大功率IGBT驅(qū)動(dòng)保護(hù)方法

寧紅英 孫旭霞 楊 媛

(西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院 西安 710048)

針對(duì)大功率IGBT提出一種新型的有源門極驅(qū)動(dòng)保護(hù)方法。在IGBT正常開通與關(guān)斷過(guò)程中，利用diC/dt反饋控制，設(shè)計(jì)軟開通及軟關(guān)斷電路，有效縮短IGBT的開通與關(guān)斷時(shí)間，提高IGBT的開關(guān)頻率，減小器件功率損耗；在IGBT發(fā)生短路時(shí)，結(jié)合diC/dt反饋技術(shù)，設(shè)計(jì)改進(jìn)型有源鉗位保護(hù)電路，實(shí)現(xiàn)IGBT軟關(guān)斷，防止關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生較大的過(guò)沖電壓損壞IGBT，同時(shí)有效減小門極觸發(fā)電阻Rg上的損耗。利用Saber軟件進(jìn)行電路仿真，并基于大功率IGBT模塊YMIF1200-33實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證方案的可行性，結(jié)果表明，相對(duì)于傳統(tǒng)控制方案，正常開關(guān)情況下，開通時(shí)間縮短了26.5%，關(guān)斷時(shí)間縮短了52.6%；短路情況下，相對(duì)于傳統(tǒng)有源鉗位方法，改進(jìn)方案在有效鉗住VCE電壓的同時(shí)，關(guān)斷期間門極電阻上的電流減小到原來(lái)的35.4%，并能在短路發(fā)生的第一時(shí)間迅速可靠地關(guān)斷IGBT。

IGBT模塊 驅(qū)動(dòng)保護(hù) 開關(guān)損耗 軟開關(guān)

0 引言

隨著電力電子技術(shù)逐步向大功率、模塊化、集成化與高頻化方向發(fā)展，絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)因其優(yōu)異的開關(guān)與穩(wěn)態(tài)特性被廣泛應(yīng)用于各種中高容量功率場(chǎng)合以及要求高開關(guān)速度、低損耗的電力電子能量變換領(lǐng)域[1]。IGBT驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路是前級(jí)邏輯信號(hào)與功率器件IGBT的接口電路，對(duì)IGBT的可靠運(yùn)行起著至關(guān)重要的作用。驅(qū)動(dòng)電路的最優(yōu)化設(shè)計(jì)，可使得功率器件開關(guān)性能達(dá)到最優(yōu)，提高電路轉(zhuǎn)換效率；合理的保護(hù)電路，能夠快速有效地辨識(shí)故障狀態(tài)，使IGBT安全、可靠地關(guān)斷，保證系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運(yùn)行。

為了提高IGBT開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗，提高電路轉(zhuǎn)換效率，保證故障情況下器件的可靠關(guān)斷，門極驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)面臨著巨大挑戰(zhàn)。近年來(lái)，通過(guò)有效控制門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)以減小IGBT的開關(guān)損耗已有一定的研究基礎(chǔ)。文獻(xiàn)[2，3]中采用退飽和技術(shù)，使用二極管作為過(guò)電流故障時(shí)的檢測(cè)器件，此方法不需要額外的電流傳感器，然而為了避免誤觸發(fā)，IGBT工作時(shí)存在一個(gè)消隱時(shí)間，在此時(shí)間內(nèi)大的浪涌電流產(chǎn)生的熱效應(yīng)將使得器件性能退化或損壞器件；文獻(xiàn)[4]提出一種多級(jí)柵極驅(qū)動(dòng)的概念，通過(guò)使用較大的柵極電流有效減小開關(guān)延時(shí)及開關(guān)損耗，同時(shí)使用較小電流限制電流的上升或下降率，此方法的主要問題是對(duì)于IGBT所處階段的精確檢測(cè)，控制結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，且對(duì)于不同的IGBT，電路的自適應(yīng)能力較差；文獻(xiàn)[5]提出利用鎖相環(huán)(PLL)來(lái)完成米勒平臺(tái)檢測(cè)的驅(qū)動(dòng)策略，通過(guò)額外加入柵極電流來(lái)減小開關(guān)損耗，但在瞬態(tài)負(fù)載電流下的可操作性較差，固有控制指令的周期性延時(shí)使得總效力變差；文獻(xiàn)[6，7]提出利用數(shù)字處理器來(lái)提高功率器件的開關(guān)性能，根據(jù)功率器件的開關(guān)過(guò)程，通過(guò)控制門極電流，實(shí)現(xiàn)開關(guān)損耗最小、反向恢復(fù)電流及關(guān)斷時(shí)集-射極之間過(guò)電壓較小的最優(yōu)控制，此方案的主要缺陷在于信號(hào)傳遞中D-A 與A-D轉(zhuǎn)換存在較大延時(shí)，且高性能的數(shù)字處理器價(jià)格昂貴；文獻(xiàn)[8，9]通過(guò)對(duì)門極電壓或diC/dt的變化進(jìn)行分析來(lái)確定故障狀態(tài)，此方法使得故障檢測(cè)時(shí)間縮短，可被集成在芯片內(nèi)，但檢測(cè)電路極為復(fù)雜，并對(duì)寄生電感及反向恢復(fù)電流產(chǎn)生的噪聲較敏感，實(shí)際使用面臨很大挑戰(zhàn)。

本文針對(duì)3 300 V/1 200 A大功率IGBT模塊，采用有源控制技術(shù)，當(dāng)集電極電流發(fā)生變化時(shí)，即diC/dt發(fā)生變化，在IGBT模塊的功率發(fā)射極與輔助發(fā)射極之間的寄生電感LEe上將產(chǎn)生感應(yīng)電勢(shì)VEe，以此信號(hào)作為控制過(guò)程的反饋信號(hào)，反映IGBT的開通過(guò)程、關(guān)斷過(guò)程及故障狀態(tài)。正常工作情況下，根據(jù)反饋信號(hào)VEe狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)IGBT的軟開通及軟關(guān)斷[10]，縮短開關(guān)時(shí)間，提高開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗，使開通及關(guān)斷過(guò)程可控，改善傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)方式的性能；故障情況下，通過(guò)VEe的反饋，對(duì)其進(jìn)行短路狀態(tài)檢測(cè)，結(jié)合改進(jìn)型有源鉗位技術(shù)，對(duì)IGBT實(shí)施軟關(guān)斷，一方面減小門極觸發(fā)電阻的損耗，另一方面減小開關(guān)損耗。

1 驅(qū)動(dòng)保護(hù)方案

1.1 IGBT開關(guān)特性

IGBT開通、關(guān)斷特性曲線如圖1所示。開通過(guò)程主要由3個(gè)階段構(gòu)成[2]：①開通延時(shí)階段，此階段IGBT柵極-發(fā)射極電壓VGE小于導(dǎo)通閾值電壓Vth，集電極電流iC=0；②VGE>Vth，IGBT導(dǎo)通，iC開始增加，大的diC/dt在器件上產(chǎn)生電流尖峰ΔIrr；③VGE=Vmiller，進(jìn)入米勒平臺(tái)階段，直至IGBT完全導(dǎo)通，此階段iC為一恒定值，VCE在此階段結(jié)束時(shí)存在一個(gè)拖尾電壓。關(guān)斷過(guò)程經(jīng)歷4個(gè)階段[2]：①關(guān)斷延時(shí)區(qū)，VGE從正向電壓Vcc降至Vmiller，此階段集電極電流iC不發(fā)生變化；②米勒平臺(tái)持續(xù)階段，VGE繼續(xù)下降，VCE開始緩慢增加，iC保持不變，結(jié)束時(shí)，VCE快速增加到母線電壓Udc；③VGE下降到Vth以下，集電極電流iC迅速減小，感性負(fù)載中，產(chǎn)生一個(gè)非常大的超調(diào)電壓ΔVos；④VGE繼續(xù)下降，直到等于反向電壓Vee，由于貯存在漏區(qū)中少子的自然復(fù)合而產(chǎn)生一個(gè)拖尾電流，iC下降緩慢。

圖1 感性負(fù)載下的IGBT開關(guān)特性Fig.1 Switching characteristics of IGBT with inductive load

根據(jù)IGBT的結(jié)構(gòu)特征，影響VGE變化速率的主要因素取決于器件內(nèi)部寄生電容的充放電時(shí)間常數(shù)。在IGBT模塊中，功率發(fā)射極與主發(fā)射極之間存在一個(gè)寄生電感LEe，當(dāng)流經(jīng)LEe的電流iC發(fā)生變化時(shí)，在LEe兩端產(chǎn)生感應(yīng)電壓VEe，即

(1)

根據(jù)上述分析，在開通與關(guān)斷的不同階段，集電極電流的變化不盡相同，通過(guò)對(duì)VEe的檢測(cè)，即可判斷IGBT開通與關(guān)斷過(guò)程中的不同階段，控制IGBT內(nèi)部寄生電容的充放電速度，對(duì)IGBT實(shí)現(xiàn)軟開通及軟關(guān)斷，縮短IGBT開通及關(guān)斷時(shí)間。

IGBT短路時(shí)集電極電流的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

(2)

式(2)表明，短路發(fā)生時(shí)，集電極電流的變化率與母線電壓、回路中的電感量有關(guān)系，絕大部分的短路，母線電壓都是在額定點(diǎn)，影響短路電流的因素主要是短路回路中的電感量L。在L很小的情況下，將產(chǎn)生很大的短路電流，一方面過(guò)大的短路電流沖擊會(huì)對(duì)IGBT及母線緩沖電容器等器件造成較大影響[11]，另一方面過(guò)高的短路電流在器件上產(chǎn)生的熱效應(yīng)將導(dǎo)致器件失效[12]。

1.2 開通控制方案

IGBT開通過(guò)程中，既要加速IGBT的開通過(guò)程，又要防止由于開通過(guò)快所產(chǎn)生的電流尖峰ΔIrr的影響，就需要合理控制VGE的上升過(guò)程，即IGBT內(nèi)部寄生電容的充電過(guò)程。

本文采用的開通控制結(jié)構(gòu)框圖如圖2a所示，主回路采用單相逆變電橋，阻感性負(fù)載，母線電壓為1 800 V，控制電路所加電源電壓為0 V和-15 V；驅(qū)動(dòng)電路主要包含主驅(qū)動(dòng)電路和輔助驅(qū)動(dòng)電路兩條通路。主驅(qū)動(dòng)電路為圖2a中的功率放大環(huán)節(jié)，與傳統(tǒng)有源驅(qū)動(dòng)電路一致，對(duì)主回路中的驅(qū)動(dòng)電流進(jìn)行放大；輔助驅(qū)動(dòng)電路為受控通路，主要由電壓鉗位模塊、開通階段檢測(cè)模塊以及功率放大2模塊等組成。輔助驅(qū)動(dòng)電路中，兩路電壓鉗位主要是完成脈沖源以及反饋信號(hào)VEe的電壓鉗位，鉗位之后，輸出電壓上限為0 V，下限為-15 V，以保證其不超出后級(jí)電路輸入信號(hào)的閾值；開通階段檢測(cè)主要是在此進(jìn)行前級(jí)兩路信號(hào)的邏輯運(yùn)算，利用運(yùn)算結(jié)果對(duì)功率放大2環(huán)節(jié)進(jìn)行控制；功率放大2與主驅(qū)動(dòng)電路中的功率放大環(huán)節(jié)作用相同，主要是對(duì)輔助驅(qū)動(dòng)電路中的驅(qū)動(dòng)電流進(jìn)行放大，產(chǎn)生一個(gè)較可觀的輔助充電電流ig2。

圖2 開通、關(guān)斷控制實(shí)現(xiàn)方案Fig.2 Opening & closing control implementation

在開通階段，脈沖源經(jīng)過(guò)電壓鉗位環(huán)節(jié)后，輸出為0 V，此時(shí)，若回路中集電極電流不發(fā)生變化或變化非常緩慢，即diC/dt=0，則VEe=0 V，開通階段檢測(cè)環(huán)節(jié)接收到此信號(hào)后，觸發(fā)功率放大2環(huán)節(jié)，提供輔助充電回路；反之，在開通階段，若集電極電流發(fā)生變化，即diC/dt≠0，則VEe<0，電壓鉗位2輸出-15 V，開通階段檢測(cè)環(huán)節(jié)接收到此信號(hào)后，輸出發(fā)生翻轉(zhuǎn)，關(guān)斷功率放大2環(huán)節(jié)，輔助充電回路被切斷。

在IGBT開通的第一階段及第三階段，diC/dt=0，開啟功率放大電路2，輔助驅(qū)動(dòng)電路被開啟，提供兩條充電回路，寄生電容CGE的充電電流為(ig1+ig2)，充電電流增加，導(dǎo)通延時(shí)縮短，米勒平臺(tái)周期及拖尾電壓存在時(shí)間縮短，總導(dǎo)通時(shí)間縮短；在開通的第二階段，diC/dt≠0，功率放大電路2被關(guān)閉，切斷輔助驅(qū)動(dòng)電路，CGE的充電電流僅為ig1，充電過(guò)程與傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)時(shí)一致，產(chǎn)生的浪涌電流也與傳統(tǒng)控制時(shí)一致。仿真波形如圖2b所示，從圖中可看出，電路仿真結(jié)果與實(shí)際設(shè)計(jì)要求一致。

1.3 關(guān)斷控制方案

IGBT關(guān)斷過(guò)程中，既要加速IGBT的關(guān)斷過(guò)程，又要防止由于關(guān)斷過(guò)快所產(chǎn)生的過(guò)沖電壓ΔVOS的影響，就需要合理控制VGE的下降過(guò)程，即控制寄生電容上電荷的泄放速度[13，14]。

關(guān)斷控制結(jié)構(gòu)框圖如圖2c所示，主電路與開通過(guò)程一致，控制電路所加電源電壓為0 V和15 V。與開通過(guò)程類似，關(guān)斷過(guò)程中為了加速寄生電容上電荷的泄放速度，設(shè)計(jì)兩條放電通路，即主放電通路和輔助放電通路。主放電通路與傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)電路一致，系統(tǒng)在接收到關(guān)斷信號(hào)后，為寄生電容提供放電通路；輔助放電通路為受控通路，主要由電壓鉗位模塊、關(guān)斷階段檢測(cè)模塊以及輔助放電開關(guān)模塊等組成。輔助放電通路中，兩路電壓鉗位主要是完成脈沖源及反饋信號(hào)VEe的電壓鉗位，鉗位之后，輸出信號(hào)在0 V與15 V之間，以保證其不超出后級(jí)電路輸入信號(hào)的閾值；關(guān)斷階段檢測(cè)主要是在此進(jìn)行前級(jí)兩路信號(hào)的邏輯運(yùn)算，完成關(guān)斷過(guò)程4個(gè)階段的判斷，并對(duì)輔助放電開關(guān)環(huán)節(jié)進(jìn)行控制；輔助放電開關(guān)主要是根據(jù)前級(jí)輸出信號(hào)，控制輔助放電通道的開通與關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)寄生電容上電荷泄放速度的控制。

關(guān)斷過(guò)程中，脈沖源經(jīng)過(guò)電壓鉗位環(huán)節(jié)后，輸出電壓為0 V，此時(shí)，若集電極電流不發(fā)生變化或緩慢變化，即diC/dt=0，則VEe=0 V，后級(jí)關(guān)斷階段檢測(cè)環(huán)節(jié)接收到此信號(hào)后，觸發(fā)輔助放電開關(guān)，打開輔助放電支路；反之，在關(guān)斷階段，若集電極電流發(fā)生變化，即diC/dt≠0，則VEe>0，電壓鉗位2輸出15 V，關(guān)斷階段檢測(cè)環(huán)節(jié)接收到此信號(hào)后，輸出發(fā)生反轉(zhuǎn)，關(guān)斷輔助放電開關(guān)，輔助放電支路被切斷。

在IGBT關(guān)斷時(shí)的第一階段、第二階段及第四階段，diC/dt=0，打開輔助放電開關(guān)環(huán)節(jié)，主放電通道和輔助放電通道同時(shí)工作，寄生電容放電電流為(ig1+ig3)，電荷泄放速度加快，關(guān)斷延時(shí)時(shí)間及拖尾電流存在時(shí)間縮短，總關(guān)斷時(shí)間縮短；在關(guān)斷的第三階段，diC/dt≠0，輔助放電開關(guān)環(huán)節(jié)關(guān)閉，輔助放電通道被切斷，寄生電容放電電流僅為ig1，放電過(guò)程與傳統(tǒng)關(guān)斷時(shí)一致，產(chǎn)生的過(guò)沖電壓也與傳統(tǒng)控制時(shí)一致。關(guān)斷過(guò)程仿真波形如圖2d所示，從圖中可看出，電路仿真結(jié)果與實(shí)際設(shè)計(jì)要求一致。

1.4 短路保護(hù)方案

IGBT短路發(fā)生時(shí)，在關(guān)斷過(guò)程中，其電流變化速率非常高，通?？蛇_(dá)到每微秒數(shù)百安甚至上千安。如果回路中存在寄生電感，就會(huì)產(chǎn)生數(shù)以千伏的沖擊電壓，此電壓連同母線電壓一起，加載在IGBT上，損壞IGBT。

短路保護(hù)采用改進(jìn)型有源鉗位技術(shù)，結(jié)合反饋控制，對(duì)IGBT實(shí)施軟關(guān)斷。傳統(tǒng)的有源鉗位采用負(fù)反饋原理，工作時(shí)通過(guò)提升門極電壓，減緩IGBT關(guān)斷過(guò)程，目標(biāo)是抑制IGBT的集電極電位，使其不要達(dá)到太高水平。有源鉗位電路工作在IGBT關(guān)斷的瞬間，此時(shí)IGBT驅(qū)動(dòng)器的最后一級(jí)圖騰柱結(jié)構(gòu)的功率放大級(jí)中，下管是打開的，由于有源鉗位電路作用，導(dǎo)致門極電壓抬升，在門極電阻Rg上形成較大電流，且存在時(shí)間較長(zhǎng)，產(chǎn)生較大損耗[15]。本文設(shè)計(jì)的短路保護(hù)方案如圖3a所示，在傳統(tǒng)有源鉗位基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)反饋電路，解決有源鉗位存在的問題。反饋電路主要包括故障檢測(cè)、故障判斷、電壓鉗位、故障處理、驅(qū)動(dòng)信號(hào)屏蔽、故障報(bào)告、關(guān)斷延時(shí)、門極電壓鉗位等環(huán)節(jié)，電路所加電源電壓為0 V和15 V。

圖3 短路保護(hù)實(shí)現(xiàn)方案Fig.3 Short-circuit protection implementation

故障檢測(cè)模塊電路結(jié)構(gòu)如圖3b所示，主要由RC濾波器構(gòu)成，根據(jù)濾波器輸出電壓VO來(lái)監(jiān)測(cè)短路電路中電流大小，VO與回路電流iC關(guān)系推導(dǎo)如下[16]。

電感LEe上的感應(yīng)電壓VEe可由式(3)確定

VEe(s)=(REe+sLEe)iC(s)

(3)

式中，REe為功率發(fā)射極與輔助發(fā)射極之間的電阻，阻值非常小。所以

VEe(s)≈sLEeiC(s)

(4)

RC濾波器輸出電壓

(5)

由式(4)、式(5)可得

(6)

式(6)表明，濾波器的輸出電壓VO(s)與集電極電流iC(s)呈比例。即

(7)

同理，在確定短路保護(hù)電流等級(jí)的情況下，根據(jù)關(guān)系式(7)，可計(jì)算得到保護(hù)電壓閾值。

故障判斷模塊主要利用比較器來(lái)實(shí)現(xiàn)。根據(jù)系統(tǒng)的邏輯關(guān)系，比較器的同相輸入端為保護(hù)電壓閾值，反相輸入端為前級(jí)故障檢測(cè)環(huán)節(jié)的輸出VO。正常情況下，比較器輸出高電平，故障情況下比較器輸出低電平。電壓鉗位1、電壓鉗位2電路與開通控制過(guò)程中電壓鉗位電路作用一致，其輸出端子電壓被鉗制在-15 V～0 V之間，不超出后級(jí)邏輯電路輸入信號(hào)的閾值范圍。故障處理環(huán)節(jié)由RS觸發(fā)器構(gòu)成。觸發(fā)器輸入R端接電壓鉗位1的輸出端，S端接比較器的鉗位輸出；觸發(fā)器輸出Q端接后級(jí)信號(hào)處理電路，/Q作為故障報(bào)告輸出端子。正常情況下，S端為高電平；發(fā)生故障時(shí)，S端跳變?yōu)榈碗娖?，Q端狀態(tài)反轉(zhuǎn)，觸發(fā)后級(jí)關(guān)斷延時(shí)、驅(qū)動(dòng)信號(hào)屏蔽及門極電壓鉗位電路。驅(qū)動(dòng)信號(hào)屏蔽模塊受控于故障處理環(huán)節(jié)的輸出，在故障情況下，將脈沖源信號(hào)拉低到低電平，切斷脈沖信號(hào)。故障報(bào)告模塊用于故障發(fā)生時(shí)向外提供報(bào)警信號(hào)。關(guān)斷延時(shí)模塊由電容及CMOS開關(guān)器件構(gòu)成，故障發(fā)生時(shí)，在前級(jí)電路作用下，CMOS開關(guān)被打開，在電容等器件共同作用下，使得門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)逐漸減小。門極電壓鉗位電路用于在故障情況下限定門極電壓，實(shí)現(xiàn)有源鉗位電路的優(yōu)化。在短路發(fā)生時(shí)，給IGBT加關(guān)斷信號(hào)，由于有源鉗位電路的反饋?zhàn)饔?，?huì)使IGBT門極電壓提升，增加門極電壓鉗位電路后，根據(jù)實(shí)際需要將門極電壓鉗制在預(yù)設(shè)值，減小門極電阻Rg的負(fù)荷，降低電路損耗。

圖3c為部分反饋電路波形，自上而下分別為：故障檢測(cè)輸出電壓VO；故障判斷輸出，即故障處理環(huán)節(jié)S端輸入VS；故障處理環(huán)節(jié)R端輸入VR；故障處理環(huán)節(jié)輸出Q。根據(jù)上述分析過(guò)程，故障判斷輸出的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)取決于短路保護(hù)電流的閾值，即VO輸出達(dá)到預(yù)設(shè)保護(hù)點(diǎn)時(shí)，Q端狀態(tài)發(fā)生變化。

2 仿真結(jié)果

本文針對(duì)用于動(dòng)力機(jī)車的3 300 V/1 200 A IGBT模塊YMIF1200-33，首先根據(jù)短路實(shí)驗(yàn)中的測(cè)試參數(shù)，計(jì)算主發(fā)射極與輔助發(fā)射極之間的寄生電感LEe，而后在Saber仿真軟件中對(duì)YMIF1200-33建模，并利用單相逆變電橋及阻感性負(fù)載，驗(yàn)證開通、關(guān)斷及短路情況下所設(shè)計(jì)的控制電路的性能。

2.1 寄生電感LEe的確定

圖4a為IGBT短路實(shí)驗(yàn)原理結(jié)構(gòu)，利用銅排將上橋臂IGBT模塊短路，以此確定LEe。圖4b為短路情況下測(cè)試波形，根據(jù)圖示，短路發(fā)生時(shí)，1.01 μs時(shí)間內(nèi)，電流變化量ΔiC=3 600 A，VEe=-13.6 V，根據(jù)式(1)計(jì)算得LEe=3.8 nH。

圖4 短路測(cè)試原理Fig.4 Short-circuit test principle

2.2 開通過(guò)程仿真

仿真過(guò)程中，母線電壓為1 800 V，負(fù)載電阻為3 Ω，柵極電阻Rg為2 Ω。開通波形如圖5所示，其中tdon、tr、tmiller分別表示導(dǎo)通延遲時(shí)間、上升時(shí)間及開通過(guò)程米勒平臺(tái)持續(xù)時(shí)間。

圖5 開通過(guò)程仿真波形比較Fig.5 Opening process simulation waveform comparison

圖5a為傳統(tǒng)控制時(shí)VGE、iC，圖5b為軟開通時(shí)VGE、iC。從表1可看出，采用軟開通控制后，總開通時(shí)間縮短了49.5%，米勒平臺(tái)持續(xù)時(shí)間縮短了37.2%，

表1 開通過(guò)程性能指標(biāo)Tab.1 The performances of turn-on process

開通時(shí)間顯著減小，隨著開通時(shí)間的縮短，開關(guān)頻率得以提高，開通過(guò)程中開關(guān)損耗得以降低。

2.3 關(guān)斷過(guò)程仿真

仿真條件與開通過(guò)程一致，其中tdoff、tf、tmiller分別表示關(guān)斷延時(shí)時(shí)間、下降時(shí)間及關(guān)斷過(guò)程米勒平臺(tái)持續(xù)時(shí)間。

圖6a為傳統(tǒng)控制時(shí)關(guān)斷波形，圖6b為軟關(guān)斷時(shí)仿真波形。從表2可見，采用軟關(guān)斷技術(shù)后，總延遲時(shí)間縮短了46.8%，米勒平臺(tái)持續(xù)時(shí)間縮短了57%，關(guān)斷時(shí)間有效縮短，減小了拖尾電流效應(yīng)，降低了開關(guān)損耗，IGBT的開關(guān)頻率得以提高，提高了器件使用時(shí)的安全性。

圖6 關(guān)斷過(guò)程仿真波形比較Fig.6 Closing process simulation waveform comparison

指標(biāo)tdofftf總延遲時(shí)間tmiller傳統(tǒng)控制2.109μs1.1971μs3.3061μs1.19μs軟關(guān)斷控制710ns1.05μs1.76μs511ns提升比例66.3%12.3%46.8%57%

2.4 短路保護(hù)仿真

圖7 短路保護(hù)仿真波形Fig.7 Simulation waveforms under short-circuit

表3 短路保護(hù)性能對(duì)比Tab.3 The performance comparison of short-circuit protection

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

利用3 300 V/1 200 A等級(jí)的IGBT模塊YMIF1200-33構(gòu)建單相逆變電路，搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，母線電壓為1 800 V，感性負(fù)載，電感值為56 μH，等效電阻為3 Ω，電路原理如圖8a所示。圖8b為傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)開通過(guò)程波形，圖8c為傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)關(guān)斷過(guò)程波形，圖8d為軟開通過(guò)程波形，圖8e為軟關(guān)斷過(guò)程波形，性能對(duì)比見表4，通過(guò)實(shí)際波形測(cè)試，采用軟開關(guān)控制策略后，開通時(shí)間提升了26.5%，關(guān)斷時(shí)間提升了52.6%，開通及關(guān)斷時(shí)間顯著縮短。圖8f為短路保護(hù)波形，短路發(fā)生后，門極電壓VGE緩慢下降，VCE被鉗制在1.82 kV，集電極電流iC上升到一定量級(jí)后不再增加，實(shí)現(xiàn)了IGBT的過(guò)電壓鉗位及軟關(guān)斷。

4 結(jié)論

本文結(jié)合大功率IGBT功率模塊輸出特性，通過(guò)對(duì)寄生電感LEe上感應(yīng)電壓的檢測(cè)，提出了一種基于diC/dt反饋控制的IGBT驅(qū)動(dòng)方案，改善大功率IGBT的開通、關(guān)斷性能；針對(duì)短路情況下IGBT特性，提出了一種改進(jìn)型有源鉗位技術(shù)，在短路情況下，對(duì)IGBT進(jìn)行軟關(guān)斷并減小門極驅(qū)動(dòng)電阻損耗；對(duì)所設(shè)計(jì)的電路進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，與傳統(tǒng)的門極驅(qū)動(dòng)策略進(jìn)行比對(duì)，論證了方案實(shí)現(xiàn)的合理性；利用3 300 V/1 200 A等級(jí)的IGBT模塊YMIF1200-33搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)所設(shè)計(jì)電路進(jìn)行性能測(cè)試，測(cè)試結(jié)果符合實(shí)際設(shè)計(jì)要求。該方法對(duì)低損耗、安全可靠的大功率IGBT驅(qū)動(dòng)保護(hù)方案設(shè)計(jì)具有參考價(jià)值。

圖8 實(shí)驗(yàn)測(cè)試Fig.8 Experimental measurement

指標(biāo)驅(qū)動(dòng)方式 開通關(guān)斷tdontr總開通時(shí)間tmillertdofftf總關(guān)斷時(shí)間tmiller傳統(tǒng)控制760ns520ns1.28μs2.36μs2.24μs1.6μs3.84μs1.2μs軟開關(guān)560ns380ns940ns1.65μs720ns1.1μs1.82μs520ns提升比例26.3%26.9%26.5%30.1%67.9%31.3%52.6%56.7%

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A High-power IGBT Drive Protection Method Based on diC/dtFeedback Control

NingHongyingSunXuxiaYangYuan

(Faculty of Automationand Information Engineering Xi’an University of Technology Xi’an 710048 China)

This paper presents a new active gate driver protection method for high-power IGBTs.In the normal IGBT turn-on and turn-off process，by using diC/dtfeedback control，a soft turn-on and turn-off circuit is proposed，which effectively shortens the turn-on and turn-off time，increases the IGBT switching frequency，and reduces the power loss of the device.When IGBT has a short circuit，combining with the suggested diC/dtfeedback technology，an improved active clamping protection circuit is realized which implements the soft turn-off of the IGBT，prevents large voltage overshoot at the turn-off time to damage IGBT，and also effectively reduces the gate trigger resistanceRgloss.With Saber simulation software and high-power IGBT module YMIF1200-33 experimental platform，the feasibility of the program was verified.The results shows that under the normal circumstances，comparing to the traditional control scheme，this design scheme shortens the turn-on time by 26.5% and turn-off time by 52.6%.While under the short-circuit conditions，comparing to the traditional active clamp method，the improved scheme can effectively controlVCE，reduce the current of the internal gate resistance to 35.4% of the original value during the turn-off time，and reliably shut off the IGBT at the first time.

IGBT modules，driver protection，switching loss，soft turn-off

國(guó)家自然科學(xué)基金(51477138)，陜西省科技統(tǒng)籌創(chuàng)新工程(2013KTCQ01-26)，陜西省科技攻關(guān)計(jì)劃(201406-01)和西安市科技計(jì)劃(CXY1347(1))資助項(xiàng)目。

2014-11-15 改稿日期2014-12-30

TN3

寧紅英 女，1982年生，碩士，研究方向?yàn)闄z測(cè)技術(shù)與自動(dòng)化裝置。

楊 媛 女，1974年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)閿?shù)?；旌霞呻娐吩O(shè)計(jì)、電路系統(tǒng)設(shè)計(jì)。(通信作者)