施 燁 吳在軍 竇曉波 胡敏強 趙 波

(1.東南大學電氣工程學院 南京 210096 2.浙江省電力公司電力科學研究院 杭州 310014)

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單相動態(tài)電壓恢復器復合控制技術

施 燁1吳在軍1竇曉波1胡敏強1趙 波2

(1.東南大學電氣工程學院 南京 210096 2.浙江省電力公司電力科學研究院 杭州 310014)

提出在使用直接電流控制策略對動態(tài)電壓恢復器(DVR)電流內環(huán)基波分量進行前饋的基礎上，利用改進型比例諧振(PR)控制器形成電壓外環(huán)進行反饋控制，從而構成單相DVR的復合控制策略；并提出使用改進型自適應算法提取系統基波矢量，基于無功功率補償策略的思想，利用矢量運算分別獲得電壓外環(huán)反饋控制參考值與電流內環(huán)前饋控制參考值的方法。所提出的復合控制策略能夠在增強DVR穩(wěn)定性的同時顯著提高其響應速度，使得DVR能對系統電壓基波波動及諧波擾動進行補償，具備功率因數校正的新功能。最后通過仿真和實驗，驗證了所提算法的可行性和有效性。

動態(tài)電壓恢復器 直接電流控制 比例諧振控制 無功補償 矢量控制

0 引言

隨著微電網的蓬勃發(fā)展，電網的電壓質量問題日益受到關注。微電源接入位置、容量和控制方式的不合理均會直接或間接造成微電網明顯的電壓波動和閃變，且由于微電源本身的波動性，易造成微電源與本地負荷之間的功率失衡，從而加劇微電網的電壓波動，使微電網的電壓質量面臨重大考驗[1，2]。動態(tài)電壓恢復器(Dynamic Voltage Restorer，DVR)是一種重要的用戶電力技術裝置(Customer Power Device)，能夠保護關鍵負荷免受供電端電壓跌落及驟升等電壓擾動問題，相比于以往用來維持電能質量的設備[3](如不間斷電源(Uninterruptible Power System，UPS)、統一電能質量控制器(Unified Power Quality Conditioner，UPQC)等)，DVR在結構、成本、可靠性和快速性等方面都顯示出優(yōu)越性，使其成為治理微電網電壓質量的一種有效手段[4]。

習慣將串接在線路中的DVR等效為可控電壓源，通過引入電壓補償量達到維持末端電壓水平的目的[5]。在設計中，亦可將DVR等效為可控電流源，控制其輸出電流與額定電壓下負載所需電流相等，同樣可維持末端電壓，此即動態(tài)電壓恢復器直接電流控制的基本思路[6]。相比傳統控制方法，直接電流控制響應速度快，且方便對故障狀態(tài)下的短路電流進行限制。

為得出電流參考量，需要實時、準確地獲取負載阻抗信息。傳統方法是使用電壓、電流有效值的比值來反映負載信息[7]，但此時缺失負載的無功分量，使得直接電流控制的補償效果與應用范圍受限。本文提出在同步旋轉坐標系下，通過矢量構造的方法獲取負載阻抗及電壓參考值，從而準確獲取負載阻抗信息，避免大量使用三角函數運算，減少系統運算量，提高響應速度。

由于隸屬前饋控制，直接電流控制的補償準確度將受到限制，此時仍需依賴電壓外環(huán)的介入?；趦饶Ｔ淼谋壤C振(Proportional Resonant，PR)控制器，在諧振頻率處具有較大增益，而在其他頻率處衰減作用強，并可直接在靜止參考系中使用，避免繁瑣的坐標變換，使算法得到簡化，故其是構造單相DVR復合控制系統電壓外環(huán)的理想形式[8-10]。但PR控制器對于階躍響應的控制效果不佳。

本文綜合利用電壓外環(huán)反饋控制與直接電流前饋控制構造單相DVR復合控制系統，并利用矢量構造得出無功電流抑制補償策略的電壓參考值算法，使得DVR在滿足電壓補償要求的同時達到系統無功補償的目的，從而提高系統的利用率。首先對DVR進行建模，然后給出基頻直接電流控制的理論依據及控制方法，進而利用矢量構造的方法獲取無功電流抑制補償策略的電壓參考值與直接電流控制的電流參考值；綜合PR電壓反饋外環(huán)與直接電流控制前饋內環(huán)，提出一種單相DVR復合控制策略；最后基于Matlab/Simulink軟件和DVR實驗平臺，通過仿真與實驗對所提控制策略的性能進行驗證。

1 DVR基本模型

本文所討論的單相DVR拓撲如圖1所示?？紤]到在傳統結構中，為避免飽和以獲取較理想的變壓器特性，需要為變壓器的鐵心留有足夠裕量，這樣勢必會增大DVR裝置的體積，提高其成本，故如圖1所示，本文采用無串聯耦合變壓器的DVR結構[11，12]。由圖1可知，該裝置采用LC濾波器，逆變器輸出經濾波電感Lf后，由濾波電容Cf串接至饋線，且在Cf兩端設有旁路開關，以備DVR處于故障、待機、檢修狀態(tài)時，維持負荷端的供電。逆變器采用單相全橋結構。直流側穩(wěn)壓控制涉及整流環(huán)節(jié)，并假定其可保證直流側電壓的恒定，故在下文分析過程中將逆變器直流側以恒壓源代替。

圖1 單相DVR結構圖Fig.1 Schematic of single-phase DVR

系統的等效電路如圖2所示，利用濾波器模型對DVR進行建模。圖中Lf、Cf、Rf分別為濾波電感、電容及電感附加電阻值，本文中忽略濾波電容等效串聯電阻；ZL為負載等效阻抗；mVdc為理想逆變器出口脈寬調制電壓信號；ug、uL、uDVR分別為網側、負載側、DVR補償電壓；if為濾波電抗電流；iL為負載電流；ic為濾波電容分流。圖中以箭頭標明各電量正方向。

圖2 系統等效電路圖Fig.2 Equivalent circuit of system

控制系統的數學模型與電流內環(huán)反饋點取位有關，對于采用LC濾波的電力電子裝置，內環(huán)反饋共有3種取位：①濾波電抗電流if；②濾波電容電流ic；③負載端電流iL。取位②雖可提高DVR的動態(tài)響應特性和穩(wěn)定性，但ic與iL無線性關系，且包含較大諧波分量，反饋系數不易選擇[13]；取位③雖可直接獲取iL，但以此構成內環(huán)的穩(wěn)定性較差，控制器較難設計；對取位①在補償ic后即得iL，以此獲取的控制器穩(wěn)定性較好，且便于裝置故障診斷與限流。故本文采用取位①，以此得出的數學模型為

(1)

2 DVR直接電流控制策略

本文對負載電流基頻分量進行直接電流控制，采用基頻分量矢量運算的方法獲取基頻導納y11分量。獲取過程闡述為首先利用如圖3所示的自適應序分量提取器，快速、準確獲取負載電壓、電流基頻分量的矢量形式[14]。圖3中uPLL、u′PLL分別為與網側電壓ug基頻分量同相、正交的三角函數形式，由鎖相環(huán)提供，由此表明本文所進行的矢量運算是在網側基頻相位參考下進行的；LMS為最小均方誤差算法[15]，以提取負載側電流基波iLd分量為例，將LMS自適應算法表述為

e(n)=ir(n)-WT(n)X(n)

(2)

W(n+1)=W(n)+2μ(n)e(n)uPLL(n)

(3)

μ(n+1)=αμ(n)+γp2(n)

(4)

p(n+1)=βp(n)+(1-β)e(n)uPLL(n)

(5)

圖3 自適應序分量提取器Fig.3 Adaptive electric signal extractor

在式(5)中將LMS算法輸入定義為e(n)uPLL(n)，在起始階段由于e(n)中含大量基波成分，e(n)與uPLL(n)具有較強相關性，導致此時算法步長μ被調整得較大，保證算法的快速響應特性；當算法達到穩(wěn)態(tài)時，由于e(n)中的基波成分減少，e(n)與uPLL(n)之間的相關性減弱，在穩(wěn)態(tài)階段算法步長μ的調整幅度將減小，從而保障序分量提取器的穩(wěn)態(tài)性能。

當系統較長時間處于穩(wěn)態(tài)時，步長μ(n)將降至最小步長μmin。若此時負載電流iL發(fā)生突變，受LMS算法響應速度限制，步長μ(n)很難快速上升。此時在算法中引入移相正反饋環(huán)節(jié)，將輸出量的一部分反饋至輸入端，從而達到增強波形中基波成分的目的。其中反饋系數Kg一般取小于1的常數，在對移相環(huán)節(jié)Z-N進行設計時，可同時考慮基波反饋程度與諧波分量的消除。舉例說明，若此時系統采樣頻率為12.8 kHz，則可將移相環(huán)節(jié)設計為Z-25，以減小5次諧波分量對算法的影響。

在圖3所示的自適應序分量提取器的輸入端對應輸入負載側電壓uL及負載電流iL可分別獲得負載側基頻電壓矢量(uLd，uLq)及電流矢量(iLd，iLq)，從而得出負載側基頻導納y11為

(6)

(7)

(8)

參考電流提取過程中僅使用了兩次除法運算，在DVR補償范圍內除數均為非零實數，從而保證了算法的可實現性，對比傳統負載阻抗有效值提取方法，本文所采用的方法能反映各電量之間的相位信息，便于對系統的有功及無功分量進行合理分配。

3 無功功率抑制補償策略

區(qū)別于傳統DVR電壓補償的3種控制策略為全相電壓補償法、同相電壓補償法和最小能量補償法[16]，本文提出了無功功率抑制補償策略。其參考電壓確定過程參照相位信息圖4進行分析。

圖4 DVR電量相位信息圖Fig.4 Phase information figure of signal in DVR

(9)

同時，有

(10)

圖5 無功電流抑制補償Fig.5 Reactive current suppressing compensation

(11)

(12)

(13)

由于式(11)與式(12)結構類似，下文僅針對無源負載情形，即uLdiLd+uLqiLq≥0的情況展開敘述，并對算法性能進行驗證。

4 復合控制器設計

前饋控制具有穩(wěn)定性高的優(yōu)點，但僅采用前饋控制時，系統的控制準確度較差，很難對指令量進行完全跟蹤。為進一步提升控制器的整體效能，本文考慮綜合利用改進型PR反饋控制，即形如式(19)中Rn控制器以及直接電流前饋控制以形成DVR的復合控制策略。

圖6a為單相DVR的復合控制框圖，并以虛線框標識出相對獨立的控制環(huán)節(jié)。該控制器采用電流內環(huán)、電壓外環(huán)的雙環(huán)結構，并附以負載電流前饋控制和濾波電容補償環(huán)節(jié)。電流內環(huán)采用比例控制，其電流參考值由外環(huán)PR控制、負載直接電流前饋、濾波電容分流補償三部分累加構成。電壓外環(huán)采用改進型比例諧振控制器的形式。負載電流前饋控制環(huán)節(jié)中的Gf表示前饋系數，一般可取為1。

圖6b為單相DVR參考電壓值獲取流程圖，可見參考電壓的獲取過程由單相數字鎖相環(huán)、序分量提取器和補償策略生成三部分構成。首先由單相數字鎖相環(huán)鎖定網側電壓相位，再通過自適應序分量提取器將負載側電壓、電流轉換為d-q軸矢量形式，最后由補償策略生成環(huán)節(jié)得到所需的電壓參考值。其中單相鎖相環(huán)的原理描述可參見文獻[17]，對于序分量提取器和補償策略生成環(huán)節(jié)可分別參照第2、3節(jié)內容的描述。以下對控制器設計過程進行簡要說明。

圖6 單相DVR控制框圖Fig.6 Diagram of control system block

4.1 電流內環(huán)控制策略

首先忽略控制延時，采用空間矢量調制方法，對內環(huán)比例參數進行設計，將KPWM取為1。因為在空載狀態(tài)下內環(huán)傳遞函數帶寬最窄，且?guī)C濾波器的逆變電源在空載時有較強的振蕩傾向。為保證系統在任何負載條件下都能穩(wěn)定工作，本文在空載工況下完成對內環(huán)參數的整定，此時電流內環(huán)傳遞函數為

(14)

內環(huán)截止頻率選取為開關頻率的約1/5，本文中取為2 kHz，將式(14)中的s以jω代入并在截止頻率處，即在ω=12 566 rad/s時，取傳遞函數Tiref→if模值為0.707 1，得關于內環(huán)比例系數Km的方程為

(15)

其中

求解方程(15)，可得Km=0.205 4(舍負)。

考察不同性質的線性負載下系統的頻域特性，可得系統內環(huán)波特圖如圖7所示?？梢姶藭r內環(huán)帶寬為1.95 kHz，在基頻處除電阻型負載的幅值增益為-1.31 dB，電感型負載的相移為12°，其余頻域特性均能較好滿足跟蹤要求，總體而言各類負載在基頻處的偏差不大。增大內環(huán)比例系數，雖可達到減小靜態(tài)誤差的作用，但隨著比例系數的提高，系統的帶寬亦會增大，導致控制器對輸出紋波的抑制能力減弱，影響輸出波形的質量。

此時電流內環(huán)的奈奎斯特曲線如圖8所示?？梢妼τ?種不同性質的線性負載，電抗型負載的穩(wěn)定裕度最低。在設計時要特別關注電抗型負載對于系統穩(wěn)定性的影響。

圖7 電流內環(huán)波特圖Fig.7 Bode plots of inner current loop

圖8 電流內環(huán)奈奎斯特曲線Fig.8 Nyquist plots of inner current loop

4.2 電壓外環(huán)控制策略

在空載工況下對電壓外環(huán)進行設計，由于在PR控制器中，比例系數Kp主要影響系統帶寬，諧振系數Kr與截止頻率ωc影響系統在諧振頻率處的響應特性，兩者對系統的影響方式不同[18]。因此，可先將兩個參數分開進行分析設計，再利用已獲取的控制系數，對系統穩(wěn)定性進行綜合考察。

首先設計比例系數使得系統獲得合適控制帶寬。將Kr置0，可通過帶寬要求完成比例系數Kp的設計。設定帶寬為2 kHz，在空載工況下，參照內環(huán)比例參數設計方法可得Kp=0.26。

由改進型諧振控制器的時域分析可知，隨著截止頻率ωc的增大，系統的響應速度加快，但穩(wěn)定性變差，一般將ωc取為5～15 rad/s之間[19]，本文將ωc取為8 rad/s。

然后設計諧振系數Kr以滿足系統的基頻特性。采用根軌跡的方法確定諧振參數的取值。固定系統的比例系數Kp=0.26及截止頻率ωc=8 rad/s，僅改變諧振系數Kr，得到系統根軌跡在主導區(qū)域內零極點分布，如圖9所示。由圖可見，當Kr取值在6～7之間時可得一對距離虛軸最遠的共軛極點，從而能更好地滿足系統穩(wěn)定性和響應速度的要求。選取Kr=7。

圖9 由Kr變化引起的閉環(huán)根軌跡Fig.9 Root locus of poles with changing Kr

最后分別繪制系統關于不同類型負荷的閉環(huán)波特圖及奈奎斯特曲線，分別如圖10及圖11所示?？梢婇]環(huán)系統能對基頻負荷進行無靜差跟蹤，但在通帶內，波特圖并不平坦。對于電感型負荷，低頻響應特性不理想；對于電容型負荷，高頻響應特性不理想，且?guī)捊档?。由圖11可知，對于三類線性負荷，系統穩(wěn)定，且幅值裕度為無窮大，相位裕度分別為60.7°、49.8°、119.0°。

圖10 電壓外環(huán)波特圖Fig.10 Bode plots of outer voltage loop

圖11 電壓外環(huán)奈奎斯特曲線Fig.11 Nyquist plots of outer voltage loop

當系統含較多非線性負載時，為保證負載端供電質量，可考慮采用多次并聯諧振控制器的電壓外環(huán)形式，此時可以LQR優(yōu)算法完成參數設定[20]。限于篇幅，本文不對此內容展開介紹，且下文的仿真分析和實驗驗證僅針對線性負載展開研究。

經由本節(jié)的設計過程可見，DVR系統對于電感型負載的適應性較差，可通過降低諧振系數Kr來提高系統在感性負載下對擾動量的穩(wěn)定性，為提供足夠大的穩(wěn)定裕度，本文將Kr重新取值為1。此時對于擾動量，系統穩(wěn)定性增強，但控制器的調節(jié)時間將增長，不滿足快速補償的要求。若使用直接電流控制構成系統基頻分量前饋，利用前饋控制的快速補償特性則可很好的彌補這一缺陷。

4.3 前饋控制策略

在添加負載電流直接前饋控制后，繪制系統閉環(huán)傳遞函數波特圖如圖12所示。由圖可見，此時系統閉環(huán)頻域特性得到改善，對于三類典型線性負荷，均能獲得較平坦的通帶特性。在基頻處，系統對于突變將獲得較快的響應速度。

圖12 添加前饋控制后電壓外環(huán)波特圖Fig.12 Bode plots of outer voltage loop with load current feed forward

為提高系統穩(wěn)定性，內環(huán)反饋量取為濾波電抗電流if，但if并不能完全反映線路電流iL，需要對濾波電容分流ic進行補償。由于前饋控制僅針對基頻分量進行，因此本文也僅對ic的基頻分量進行補償。其補償的具體方法描述如下。

在基頻內，利用矢量運算獲取ic的基頻矢量為

(16)

得出補償量的時域形式為

(17)

4.4 控制器離散化

為適應數字控制器的使用要求，需要對本文所使用的控制器進行離散化處理。采用預畸變雙線性變換對改進型的多并聯諧振控制器進行離散化[21]

(18)

式中：ωn為PR控制器諧振角頻率；Ts為采樣周期。

(19)

表1給出了本文中DVR系統及其控制環(huán)節(jié)的主要參數取值。

表1 控制環(huán)及系統參數確定表

5 仿真分析與實驗驗證

5.1 仿真分析

為驗證本文所采用的自適應序分量提取器的算法效能，參照圖3，在Matlab Simulink軟件中搭建對應仿真模型，并以文獻[22]中的傳統自適應算法為對比樣本，其序分量提取波形如圖13所示。

圖13 序分量檢測效果對比Fig.13 Comparison the effects of signal extractors

在圖13中，3 s時，輸入電流iL由60sin(ωt+π/4)A突變?yōu)?20sin(ωt+π/6)A。圖中iLd1、iLq1與iLd2、iLq2分別為使用本文所述自適應序分量提取算法和文獻[22]中所述傳統自適應算法所得負載電流iL的d-q軸分量。可見本文所述序分量提取算法較之傳統算法在響應速度方面具有較大改善，能在一個周波的時間內完成對突變電流的跟蹤。

參照圖1，亦在Matlab Simulink仿真軟件中搭建DVR仿真系統，仿真控制器參數參照表1，采用單相全控整流環(huán)節(jié)對DVR直流側電壓進行控制，整流與逆變側均采用單極性三角載波調制，并采用圖6所示的無功功率抑制策略獲取系統參考電壓。由于負載與電源的組合情況較多，本文僅對幾種典型工況進行仿真。

圖14 添加前饋控制前后波形對比Fig.14 Voltage waveform comparison with or without feed forward compensation

圖14為僅采用Kr=7時的改進型PR控制、僅采用Kr=1時的改進型PR控制及采用本文所述復合控制時，DVR對負載側電壓補償效果的對比。網側電壓包含240 V的基頻分量、20 V的5次諧波分量及6 V的7次諧波分量，負載側為感性負載，在0.105 s時投入DVR?？梢?，添加前饋控制前，當Kr取值較大時，負載側電壓發(fā)生振蕩，但隨著跟蹤誤差的減小，負載側電壓又趨于穩(wěn)定；在采用較小Kr的改進型PR控制后，負載側電壓雖未發(fā)生振蕩，但需較長時間才能將負載側電壓補償至額定值；使用前饋控制后，負載側電壓未發(fā)生振蕩，且經過不到一個周波的調節(jié)時間，即補償負載側電壓幅值至309.31 V，THD為2.41%。

圖15為在0.1 s處，系統側發(fā)生電壓突降，且包含諧波電壓分量時，DVR的補償效果。此時系統電壓包含280 V的基頻分量、20 V的5次諧波分量及6 V的7次諧波分量，THD為7.5%，負載側的阻值為16 Ω，電抗為40 mH?？梢妰H需一個周波的調節(jié)時間，負載側電壓幅值可達到312.17 V，THD為1.53%，說明DVR具有較快響應速度與較高補償準確度，且能對網側諧波電壓進行補償。圖15b為補償前后網側電壓、電流的相位關系，構造補償前的網側電流igb，網側電壓相位參考信號Uposr與補償后的網側電流igf進行對比?？梢妼τ诟行载撦d，在網側電壓基波相位為-0.7°時采用無功電流抑制補償策略后，網側電流由原來的-38.8°變?yōu)?1.3°，從而在補償網側電壓諧波暫降的同時能提高系統的功率因數。

圖15 諧波電壓源+感性負載補償效果Fig.15 Compensation result with harmonic voltage source and inductive load

圖16為在網側電壓幅值為331 V的DVR補償狀態(tài)，0.2 s時，負載由感性切換為容性。由圖16a可見，在0.2 s前，感性負載狀態(tài)下的補償電壓uDVR超前網側電壓ug，此時負載側電壓ul的幅值為312.18 V。當負載側發(fā)生切換時，補償電壓經過兩個周波的調節(jié)，仍能保證負載側的正常供電，此時uDVR滯后于ug，負載側電壓ul幅值為309.98 V，對容性負載進行了較好補償。圖16b表示，在感性負載工況下，經過無功功率抑制策略補償后，當網側電壓相位為0°時，經補償，將網側電流的基波相位由-38.9°提升為-1.6°，使得網側電流的滯后特性得到改善。在負載發(fā)生切換后，經過兩個周波的調節(jié)，網側電流相位由未補償前的50.5°轉變?yōu)?0.5°，使得網側電流的超前特性得到改善，保障其與電網電壓同相，DVR在對網側電壓抬升進行補償的同時，改善了系統功率因數，并驗證了DVR對于負荷突變的適應性。

圖16 負載切換時補償效果Fig.16 Compensation result after load switching

上述仿真結果表明，在無功電流抑制補償策略下，DVR均能保證網側基波電流與基波電壓同相，從而維持網側功率因數近似為1，且在網側電壓及負載發(fā)生突變時均具有較強適應性。

5.2 實驗驗證

為對本文所提出的直接電流前饋+改進型PR反饋所構成的復合控制策略的實際效果進行驗證，在實驗室搭建容量為4 kV·A的DVR實驗樣機，其中系統結構參照圖1，參數見表1，IGBT采用三菱CM100DY-34A，數據處理芯片采用TMS320F28335，采樣板采用電流霍爾元件HNC-161、電壓霍爾元件HNV025A，交流側電源使用Chroma 61511可編程交流電源進行模擬。

圖17為感性負載下，電壓跌落至280 V時，采用無功功率抑制的補償效果。圖17a為僅采用Kr=7的PR電壓外環(huán)時的補償效果，可見負載為感性且僅采用較大Kr參數的PR外環(huán)時，系統的穩(wěn)定性較差，負載側電壓波形畸變嚴重。圖17b為在PR外環(huán)的基礎上添加直接電流前饋后系統的補償效果。此時可保證負載側電壓具有良好穩(wěn)定性，負載側電壓幅值被補償至310 V，且使負載側電流與網側電壓基本同相，達到無功功率抑制的目的。

圖17 感性負載下無功功率抑制補償策略Fig.17 Reactive power compensation strategy encounter inductive load

圖18為網側電壓為諧波電壓時，DVR的補償效果。其中ug為通過可編程交流源模擬的網側電壓，設定基波幅值為326 V、5次諧波幅值為20 V、7次諧波幅值為16 V，THD為7.32%；補償后負載側電壓ul的基波分量幅值為306 V，THD為3.85%；DVR輸出補償電壓為uDVR。可見DVR在對電壓暫降進行補償的同時能較好抑制網側諧波電壓。

圖18 諧波電壓時的補償效果Fig.18 Compensation effect under harmonic voltage

圖19為模擬網側電壓由300 V欠電壓狀態(tài)切換至340 V過電壓狀態(tài)，且伴隨有90°相角突變時的補償效果圖?？梢娫谑褂弥苯与娏髑梆伜笙到y具有較快響應速度，在一個周波內即完成補償電壓的調節(jié)，且保證網側電壓與電流基本同相。

圖19 網側電壓突變補償效果Fig.19 Compensation effect under voltage variation

圖20為系統在負載突變時的補償效果。當電壓處于幅值為280 V的跌落狀態(tài)時，負載由30 Ω切換為60 Ω，經過一個基波周期的調節(jié)時間，負載側電壓達到穩(wěn)定?？梢娤到y對于負載突變亦具有較強適應性。

圖20 負載突變補償效果Fig.20 Compensation effect under load variation

上述實驗結果表明，在使用直接電流前饋與PR外環(huán)反饋的復合控制策略后，系統的響應速度與穩(wěn)定性較單獨采用PR外環(huán)得到了提升，對網側電壓暫時、暫降和諧波分量具有抑制作用，且具有提高網側功率因數的作用，對于網側電壓和負載突變具有較強適應性。

6 結論

1)提出利用直接電流控制的快速補償特性和電壓外環(huán)PR反饋控制的精確補償特性，構成動態(tài)電壓恢復器的復合控制策略，使系統具有較高補償準確度的同時，提高系統響應速度，增強系統對不同類型負載的適應性。

2)提出基于同步旋轉坐標系中的DVR直接電流控制方法，利用改進型自適應提取算法將電量轉換為同步旋轉坐標系中的矢量形式，基于無功功率抑制策略，通過矢量運算的方法獲取電壓外環(huán)反饋控制與電流內環(huán)前饋控制的參考值，并提出對濾波電容分流進行補償的方法，以提高算法準確度。

3)提出適應DVR直接電流控制的電壓補償策略，不依賴跌落前電壓信息獲取參考電壓值，且融入無功功率校正技術，擴展DVR的使用范圍。

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Study on Compound Control Technology of Single-phase Dynamic Voltage Restorer

ShiYe1WuZaijun1DouXiaobo1HuMinqiang1ZhaoBo2

(1.School of Electrical Engineering Southeast University Nanjing 210096 China 2.Zhejiang Electric Power Corporation Research Institute Hangzhou 310014 China)

In this paper，a novel composite control strategy is proposed，which contains the load current direct feedforward control strategy for the inner loop and the improved proportional resonant (PR) feedback control strategy for the outer loop.The fundamental voltage and current vectors are extracted by an improved adaptive algorithm.Then the reference values of the voltage loop and the current loop are got via vector calculation based on the reactive power compensation strategy.In this way，the suggested compound control technology can enhance the stability and fasten the responding speed at the same time for the dynamic voltage restorer (DVR) and make it suitable for compensating fundamental and harmonic frequency fluctuation and has the ability of power factor correction.The feasibility and effectiveness of the proposed algorithm are verified by the simulation and the experimental results.

Dynamic voltage restorer，load current direct control strategy，proportion resonant，reactive power compensation，vector control strategy

國家自然科學基金(51177015，51307023)、新世紀優(yōu)秀人才支持計劃(NCET-13-0129)、國家高技術研究發(fā)展(863)計劃(2014AA052002)和國家電網公司項目(5211011400AX)資助。

2014-12-22 改稿日期2015-06-10

TM464

施 燁 男，1988年生，博士研究生，研究方向為分布式發(fā)電與微網、電能質量分析與控制。(通信作者)

吳在軍 男，1975年生，博士，教授，博士生導師，研究方向為變電站自動化、分布式發(fā)電與微網、電能質量分析與控制。