蘇健

摘 要：為了提高小區(qū)用戶的峰值速率和小區(qū)數(shù)據(jù)吞吐率，文章提出了多頻點小區(qū)和HSDPA技術(shù)相結(jié)合的實現(xiàn)方案。用戶數(shù)據(jù)可以同時在多個載波上傳輸，所使用的物理資源根據(jù)系統(tǒng)的資源和干擾負(fù)載狀況在多載波間進(jìn)行靈活配置。文章根據(jù)信道編碼過程的不同提出了三種可行的實現(xiàn)方案，并針對傳輸可靠性和數(shù)據(jù)吞吐量進(jìn)行了系統(tǒng)仿真，結(jié)果表明，多頻點分別獨立進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸可獲得較高的數(shù)據(jù)吞吐量。

關(guān)鍵詞：高速下行分組接入;自適應(yīng)調(diào)制編碼;混合自動重傳請求;多頻點小區(qū)

中圖分類號：TN929.53 ? ? ? ? ? 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A ? ? ? ?文章編號：2095-1302（2015）09-00-04

0 ?引 ?言

為了滿足日益增長的對高速分組數(shù)據(jù)接入服務(wù)的需求，3GPP Rel5引入了HSDPA技術(shù)，并通過采用AMC、HARQ技術(shù)，引入高階調(diào)制（16QAM甚至64QAM調(diào)制），同時在基站側(cè)增加了一個實體MAC-hs用于數(shù)據(jù)的快速調(diào)度，因而可獲得較高的用戶峰值速率和小區(qū)數(shù)據(jù)吞吐率。目前，對于FDD，HSDPA理論峰值速率可達(dá)14.4 Mb/s，對于TD-SCDMA，時隙結(jié)構(gòu)采用1上5下時，理論峰值速率可達(dá)到2.8 Mb/s[1，2]。與FDD HSDPA相比，TD-SCDMA HSDPA頻譜效率雖然相當(dāng)，但是可提供的下行峰值速率較低，相比FDD沒有優(yōu)勢。為了全面提升TD-SCDMA系統(tǒng)支持高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的能力，增強TD-SCDMA的競爭優(yōu)勢，筆者提出了HSDPA與多頻點小區(qū)相結(jié)合的方案，即多頻點HSDPA技術(shù)，通過多載波技術(shù)和高階調(diào)制來提高HSDPA的峰值傳輸速率和頻帶利用率。這樣，當(dāng)采用16QAM調(diào)制時，3載波理論峰值速率可達(dá)到8.4 Mb/s。

1 ?多頻點HSDPA關(guān)鍵技術(shù)

TD-SCDMA單載波HSDPA采用HS-DSCH信道機(jī)制，通過使用自適應(yīng)調(diào)制編碼（AMC）、混合自動重傳請求（HARQ）以及快速調(diào)度等技術(shù)獲得比較高的用戶速率和系統(tǒng)吞吐量。HSDPA在UE和NodeB的MAC層引入MAC-hs實體，可完成相關(guān)調(diào)度、反饋和重傳等功能，在網(wǎng)絡(luò)側(cè)重傳直接在NodeB進(jìn)行控制，可提高重傳的速度，只有較少數(shù)據(jù)傳輸?shù)臅r延;在物理層引入了HS-SCCH（下行）和HS-SICH（上行）兩條控制信道，則可快速完成UE和NodeB之間的信息交互。

在引入多頻點后，多個頻點由基站側(cè)的MAC-hs實體統(tǒng)一調(diào)度，把用戶數(shù)據(jù)分成不同的子流放在多個頻點上同時進(jìn)行傳輸。

1.1 ?AMC

和功率控制一樣，AMC也是一種鏈路自適應(yīng)技術(shù)，通過采用更多的編碼率和多種調(diào)制方式（QPSK、16QAM），根據(jù)鏈路質(zhì)量（CQI）自適應(yīng)地調(diào)整數(shù)據(jù)的調(diào)制和編碼方式，可以補償由于信道變化對接收信號所造成的衰落影響，從而提高信號的信噪比性能。

HSDPA中AMC技術(shù)主要應(yīng)用于HS-DSCH信道，AMC與HARQ相結(jié)合，對處于有利位置的用戶可以得到更高的數(shù)據(jù)速率，提高了小區(qū)平均吞吐量，另外，通過自適應(yīng)地改變編碼調(diào)制方案來代替改變發(fā)射功率，充分利用了基站的發(fā)射功率，這樣做的結(jié)果是，在信道條件好時充分利用系統(tǒng)資源提高傳輸速率，而在信道條件差時又不提高功率，因而不會增加對其它用戶和小區(qū)的干擾。

1.2 ?HARQ

HARQ即自動重復(fù)請求（ARQ）和前向糾錯編碼（FEC）混合使用，目前，HSDPA中的FEC仍采用1/3的Turbo碼。而在HSDPA中，HARQ技術(shù)需要與AMC結(jié)合使用，其主要作用是補償AMC選擇的傳輸格式不恰當(dāng)帶來的誤碼。AMC的機(jī)制提供了大動態(tài)范圍的粗略的、慢速的自適應(yīng)控制，而HARQ的機(jī)制則提供了小動態(tài)范圍的精確的、快速的自適應(yīng)控制。

為了提高信道利用率，多頻點HSDPA的HARQ重傳機(jī)制采用N通道停等HARQ（N-channel-SAW-HARQ，N-SAW ARQ）方式，即在一個傳輸物理信道上同時并列進(jìn)行N個HARQ進(jìn)程（N的個數(shù)最大為8），當(dāng)下行鏈路一個HARQ進(jìn)程發(fā)送完數(shù)據(jù)包等待反饋消息的時候，啟動另外一個HARQ進(jìn)程發(fā)送數(shù)據(jù)包。也就是說，當(dāng)下行鏈路傳送一個HARQ進(jìn)程的數(shù)據(jù)包時，上行鏈路傳輸?shù)氖瞧渌鸋ARQ進(jìn)程的反饋信息。這樣，系統(tǒng)資源就可以被充分利用，但要求接收端能存儲N個傳輸塊的信息。

在交互過程中，如果網(wǎng)絡(luò)側(cè)將UE回復(fù)的NACK被誤判為ACK時，則HARQ進(jìn)程不再重傳該數(shù)據(jù)塊，而是發(fā)送新的數(shù)據(jù)塊，數(shù)據(jù)的可靠度留給RLC保證，即在RLC層進(jìn)行重傳。如網(wǎng)絡(luò)側(cè)將ACK誤判為NACK時，HARQ進(jìn)程根據(jù)該數(shù)據(jù)塊的時延特性判斷是否重發(fā)該數(shù)據(jù)塊，如果重發(fā)，UE會再次發(fā)送ACK響應(yīng)，由于每塊數(shù)據(jù)有編號，因此沒有任何影響。

1.3 ?HS-DSCH信道

引入多頻點后，同一UE的HS-DSCH數(shù)據(jù)由MAC-hs分配到各個頻點，需要注意的是，如果在同一TTI上同一個UE的數(shù)據(jù)同時在多個頻點上傳輸，則每個頻點上傳輸?shù)臄?shù)據(jù)都是一個完整的TBS，而不是一個TBS分在不同的載波上傳輸。每個頻點的HS-DSCH的TBS獨立處理，其基本編碼映射流程與3GPP HSDPA[3]保持不變。對于多頻點HSDPA，為了降低UE的實現(xiàn)復(fù)雜度，可以約定如下：

（1）分給同一用戶的HS-PDSCH所在的多個載波需要連續(xù)載波;

（2）與DPCH不同頻點上的HS-PDSCH的SF為1，與DPCH相同頻點上的HS-PDSCH的SF既可以為1，它也可以為16;

（3）如果UE上報支持單載波的能力，網(wǎng)絡(luò)分配HS-PDSCH資源僅分配一個載波的HS-PDSCH，并且該載波與伴隨的DPCH所在載波相同，此時網(wǎng)絡(luò)可以設(shè)定HS-PDSCH 的SF為1，也可以設(shè)定HS-PDSCH的 SF為16。

1.4 ?HS-SCCH信道

為了靈活調(diào)度，在多頻點下，當(dāng)UE多頻點同時傳輸數(shù)據(jù)時，每個頻點獨立使用一組HS-SCCH/HS-SICH進(jìn)行控制信息的交互，HS-SCCH/HS-SICH所在頻點與所控制的HS-PDSCH所在頻點沒有對應(yīng)關(guān)系，HS-PDSCH的頻點索引號在HS-SCCH信道中傳輸，為此需要在HS-SCCH中增加4個比特來表示其所控的HS-PDSCH的頻點索引號。多頻點下HS-SCCH可以約定如下：

（1）采用多個頻點為同一UE傳輸時，每個頻點各自使用一個HS-SCCH信道用于控制信息的傳輸;

（2）小區(qū)中所有載波中的HS-SCCH信道統(tǒng)一編號（每個HS-SCCH占用SF=16的兩個信道資源，與單頻點相同）;

（3）每個HS-SCCH信道與一個上行HS-SICH信道一一對應(yīng)，且在同一個頻點上;

（4）為同一用戶分配的所有HS-SCCH信道在同一頻點內(nèi)。

1.5 ?HS-SICH信道

HS-SICH信道與HS-SCCH信道一一對應(yīng)，用來對某個頻點上UE接收HS-PDSCH數(shù)據(jù)的情況來進(jìn)行回應(yīng)。多頻點下對HS-SICH可以作如下約定：

（1）采用多個載波為同一UE傳輸數(shù)據(jù)時，每個頻點使用一個HS-SICH信道用于上行NACK/ACK和CQI等控制信息的傳輸;

（2）為同一用戶分配的所有HS-SICH信道在同一載波內(nèi);

（3）每個HS-SICH信道與一個下行HS-SCCH信道一一對應(yīng)，且在同一個載波內(nèi);

（4）小區(qū)內(nèi)所有載波中的HS-SICH信道統(tǒng)一編號（每個HS-SICH占用SF=16的1個信道資源，與單載波相同）。

1.6 ?HS-SCCH/HS-DSCH/HS-SICH的定時關(guān)系

發(fā)送給同一個UE的HS-PDSCH及用于指示該HS-PDSCH相關(guān)信息的HS-SCCH之間間隔至少為3個時隙（不包括DwPTS和UpPTS），如圖1所示。另外，對于某一時刻發(fā)送給某個UE的HS-SCCH，其只能指示同一子幀或下一個子幀對應(yīng)頻點的HS-PDSCH信息，而不能指示連續(xù)兩個子幀的HS-PDSCH信息。

圖1 ?HS-SCCH與HS-PDSCH的定時關(guān)系

UE收到HS-PDSCH后，需要選擇UE間隔9時隙（不包括DwPTS和UpPTS）的第一個可用HS-SICH進(jìn)行上行反饋，其定時關(guān)系如圖2所示。

圖2 ?HS-SICH與HS-PDSCH的定時關(guān)系

2 ?多頻點HSDPA實現(xiàn)方案

為了便于描述設(shè)計方案，我們假設(shè)多載波的載波數(shù)目為3。

2.1 ?方案一

三個載波分別進(jìn)行分段編碼，并在不規(guī)則字節(jié)模塊將三路串聯(lián)后，進(jìn)行比特加擾。將加擾后的數(shù)據(jù)再分為三路，三路分別是原來載波的數(shù)據(jù)，送入HS-DSCH交叉模塊。

HS-DSCH交叉模塊首先對三路數(shù)據(jù)分別進(jìn)行交織，實現(xiàn)時間分集的效果。當(dāng)三路時間交織數(shù)據(jù)輸出后，再對數(shù)據(jù)進(jìn)行頻率交織，以獲取頻率交織增益。具體方案如圖3所示。

2.2 ?方案二

方案二選用了三個載波，分別獨立地進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，每一路如同原3GPP R5 25.222[4]所述。用戶發(fā)送的數(shù)據(jù)在一開始就分為三路，每一路獨立傳輸，數(shù)據(jù)的發(fā)送盡可能地利用信道條件好的載波進(jìn)行傳輸。具體方案如圖4所示。

2.3 ?方案三

將三個載波信道作為一個整體看待，即發(fā)送數(shù)據(jù)作為一個整體輸入信道編碼進(jìn)行處理。數(shù)據(jù)塊只進(jìn)行一次CRC校驗，如果需要重傳，則所有的數(shù)據(jù)塊都需要進(jìn)行重傳。數(shù)據(jù)塊從16QAM星形重排組模塊輸出后，再根據(jù)每個載波的資源進(jìn)行物理信道映射，并由三個載波進(jìn)行傳輸。

圖3 ?方案一：HS-DSCH信道編碼流程

圖4 ?方案二：HS-DSCH信道編碼流程

在接收端，由于我們把三個載波看成是一個統(tǒng)一信道，因此，在進(jìn)行信道估值時，三個載波的數(shù)據(jù)要進(jìn)行統(tǒng)一估值，獲取的信道質(zhì)量是三個載波信道的平均值。

3 ?性能仿真與分析

仿真統(tǒng)計量為8 000個TTI（5 ms）數(shù)據(jù)塊。BER， BLER按同一數(shù)據(jù)塊最后一次重傳的TTI統(tǒng)計，BLER1按第一次傳輸?shù)腡TI統(tǒng)計。仿真系統(tǒng)參數(shù)見表1所列。

表1 ?仿真參數(shù)配置

參數(shù)名稱 取值

過采樣 4

HS-DSCH 1

HS-SICH 理想信道

CRC校驗比特數(shù) 24

Turbo譯碼器迭代次數(shù) 4

最多重傳次數(shù) 4

停等個數(shù) 4

單路載波最大傳輸數(shù)據(jù)塊大小 14 056

單路載波最大編碼數(shù)據(jù)塊大小 42 282

HS-DSCH占用的時隙數(shù) 5

HS-DSCH占用的碼道數(shù) 16

擴(kuò)頻因子 16

調(diào)制方式 QPSK/16QAM

Ior/Ioc（dB） -8 dB～28 dB step 3 dB

Channel ITU PA3

為充分證明三載波方式帶來的性能增益，首先進(jìn)行單載波與直接使用三路獨立載波（方案二）獲得的性能增益比較。其結(jié)果見表2所列。

圖5是三種方案的可靠性仿真結(jié)果，圖6是三種方案吞吐量的比較結(jié)果。從圖6中我們可以看出，方案二的性能要遠(yuǎn)好于其他方案。分析主要原因：雖然方案一對于譯碼可以獲得一定的頻率交織增益，但是由于在接收端，信道估計返回到基站的信道CQI值與譯碼的比特信噪比不一致，造成反饋信道質(zhì)量與譯碼的真實值有差別，影響了系統(tǒng)的總體吞吐量。

可舉例說明：設(shè)載波1的信道條件較好，載波2、3較差，在上一幀中1反饋到基站，要求發(fā)送調(diào)制方式為16QAM的高碼率數(shù)據(jù);2、3要求發(fā)送調(diào)制方式為QPSK的低碼率數(shù)據(jù)。由于在HS-DSCH交織模塊中進(jìn)行頻率間交織，原來在載波2、3的數(shù)據(jù)通過交織放到載波1上發(fā)送，同樣，載波1的一部分?jǐn)?shù)據(jù)也放在載波2、3發(fā)送。在接收端，信道在聯(lián)合檢測后對信道估值，分別向基站反饋載波1、2、3的信道質(zhì)量。然后對接收數(shù)據(jù)進(jìn)行反交織并譯碼。由于載波1譯碼器的部分?jǐn)?shù)據(jù)是在載波2、3發(fā)送，信噪比低，但其編碼數(shù)據(jù)較高，因此很容易造成譯碼性能差，可能需要系統(tǒng)進(jìn)行重傳。對于載波2、3數(shù)據(jù)，其部分?jǐn)?shù)據(jù)是在載波1上發(fā)送，信噪比較高，而其編碼速率低，因此譯碼性能好，但其反饋到基站的CQI值并不能反映出這部分信息。這就是說，高碼率載波的BLER增加，而低碼率的BLER降低，因此，從整體上看，系統(tǒng)的吞吐量下降。

（a） ? 方案一可靠性仿真結(jié)果

（b） ?方案二可靠性仿真結(jié)果

（c） ?方案三可靠性仿真結(jié)果

圖5 ?三種方案的可靠性仿真結(jié)果圖

圖6 ?三種方案總吞吐量仿真結(jié)果

在合適的環(huán)境下，可以采用64QAM高階調(diào)制，可以使單載波峰值速率達(dá)4.2 Mb/s，3載波時峰值速率可達(dá)12.6 Mb/s。64QAM調(diào)制方式理論上可以比目前的16QAM調(diào)制性能提高1.5倍。從仿真結(jié)果來看[5]，如果在HSDPA中采用64QAM，信噪比要求在25 dB以上才能獲得明顯的性能增益。因此，64QAM調(diào)制主要應(yīng)用于信道條件好，移動速度慢或靜止的狀態(tài)，可以在網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃時充分考慮這些因素，來提高系統(tǒng)性能和容量。

4 ?結(jié) ?語

多載波HSDPA具有資源配置靈活，后向兼容性好的特點。多載波HSDPA的業(yè)務(wù)信道HS-DSCH根據(jù)系統(tǒng)資源和干擾負(fù)載情況進(jìn)行配置，既可以由單載波的碼道資源組成，也可由多個載波的碼道資源捆綁構(gòu)成，載波數(shù)目可以不固定。對于終端而言，多載波提供了更多的信道資源，提高了UE的峰值數(shù)據(jù)傳輸速率，但也使終端的實現(xiàn)復(fù)雜度有了較大提升。在本文的技術(shù)方案基礎(chǔ)上，通過引入其他先進(jìn)方法，如高階調(diào)制和優(yōu)秀的調(diào)度算法，還可以進(jìn)一步挖掘TD-SCDMA多載波的技術(shù)潛力。

參考文獻(xiàn)

[1] T.Kolding，Klaus Ingemann Pedersen， Jeroen Wigard，et al.High Speed Downlink Packet Access： WCDMA Evolution[J].IEEE Vehic.Tech. Soc. News，2003， 50：4-10.

[2] Hiltunen， Lundevall， Magnusson. Performance of Link Admission Control in a WCDMA System with HS-DSCH and Mixed Services[C].Proceedings of the PIMRC 2004， Barcelona， Spain， Sep. 2004：158-162.

[3] 3GPP TS 25.848 v4.0.0.Physical Layer Aspects of UTRA High Speed Downlink Packet Access[S].2001， 3.

[4] 3GPP TS 25.222 v5.3.0.Multiplexing and channel coding[S].2002，12.

[5] J. Yun， W. Jeong， M. Kavehrad.Throughput analysis of selective repeat ARQ combined with adaptive modulation for fading channels[C]. MILCOM 2002. Proceeding Volume1， 7-10 Oct. 2002：710-714.

[6] A. Ghosh，R.Ratasuk，C.Frank，et al.Control Channel Design for HSDPA for 3GPP WCDMA， Rel-5[C].Spring VTC-2003：321-327.