張新華,黃 建,張兆凱，王浩明，段小帥

(北京自動化控制設(shè)備研究所，北京 100074)

高功率密度電動伺服系統(tǒng)高壓驅(qū)動關(guān)鍵技術(shù)研究

張新華,黃 建,張兆凱，王浩明，段小帥

(北京自動化控制設(shè)備研究所，北京 100074)

高功率密度電動伺服控制系統(tǒng)的性能、可靠性與控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、主電路功率開關(guān)器件的驅(qū)動和保護(hù)設(shè)計密切相關(guān)。針對當(dāng)前大功率高功率密度伺服系統(tǒng)快速發(fā)展的迫切需求，為使伺服系統(tǒng)具有優(yōu)異的控制性能，且保障高壓功率開關(guān)器件能穩(wěn)定、可靠的工作，提出一種基于數(shù)字信號處理器和可編程邏輯器件組合的多軸高性能電動伺服控制系統(tǒng)設(shè)計方案。重點研究了主電路功率開關(guān)器件IGBT的驅(qū)動電路和吸收保護(hù)電路結(jié)構(gòu)及參數(shù)優(yōu)化方法，并提出一種集隔離、驅(qū)動、保護(hù)一體化軟硬相結(jié)合的雙重過流保護(hù)方案，詳細(xì)說明了各保護(hù)參數(shù)的計算方法，所設(shè)計的四軸驅(qū)動控制器功重比達(dá)5.2kW/kg，伺服系統(tǒng)功重比達(dá)0.49kW/kg。實驗結(jié)果證明：該伺服驅(qū)動控制系統(tǒng)具有實時性強(qiáng)、動態(tài)響應(yīng)快、功率器件驅(qū)動保護(hù)電路性能穩(wěn)定、可靠性高等優(yōu)點。

數(shù)字信號處理器；高功率密度；伺服控制；吸收電路

0 引言

隨著微電子技術(shù)的快速發(fā)展和永磁材料磁性能的不斷提高, 直流無刷電動機(jī)在近年來受到普遍重視，并且取得了快速的發(fā)展。直流無刷電動機(jī)具有調(diào)速方便、結(jié)構(gòu)簡單、維護(hù)簡便、電磁污染小、功率密度大等優(yōu)點。近年來在大功率高功率密度伺服系統(tǒng)得到了廣泛的應(yīng)用[1-3]。隨著工業(yè)數(shù)控技術(shù)的快速的發(fā)展，對高功率密度無刷電機(jī)驅(qū)動控制系統(tǒng)也提出了更高的要求，而大功率高功率密度伺服控制系統(tǒng)的性能、可靠性與控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、主電路功率開關(guān)器件的驅(qū)動和保護(hù)設(shè)計密切相關(guān)。系統(tǒng)大部分的故障是由于功率器件驅(qū)動設(shè)計不合理引起，IGBT的開關(guān)頻率一般會達(dá)到十幾kHz，甚至更高, 在如此高的工作頻率下, IGBT 的開通和關(guān)斷很頻繁，導(dǎo)通和關(guān)斷時間很短。由于電路在布置時不可能做到理想狀態(tài), 因此，電路中會存在雜散電感, 在工作頻率較低時, 雜散電感一般沒有影響； 但是在高頻率下, 雜散電感對整個電路的穩(wěn)定運行將產(chǎn)生很大影響, IGBT 在關(guān)斷瞬間會產(chǎn)生很大的浪涌電壓, 并且與IGBT反并聯(lián)的續(xù)流二極管反向恢復(fù)時兩端電壓會很高, 產(chǎn)生與關(guān)斷浪涌電壓類似的浪涌電壓。關(guān)斷浪涌電壓和續(xù)流二極管恢復(fù)浪涌電壓的存在, 會影響IGBT 的正常工作, 如開關(guān)損耗加大、IGBT 工作溫度過高, 甚至?xí)斐蒊GBT損壞。針對當(dāng)前多軸大功率高功率密度伺服系統(tǒng)快速發(fā)展的需求，為了使伺服系統(tǒng)具有高實時性、高動態(tài)響應(yīng)、高控制精度、且功率開關(guān)器件能穩(wěn)定、可靠的工作，本文提出一種基于DSP和FPGA的多軸高性能直流伺服控制系統(tǒng)設(shè)計方案。重點研究了主電路功率開關(guān)器件IGBT 的驅(qū)動電路和吸收保護(hù)電路結(jié)構(gòu)及參數(shù)關(guān)系，并提出一種集驅(qū)動、隔離、保護(hù)為一體的軟硬相結(jié)合的雙重電流保護(hù)驅(qū)動方案，詳細(xì)說明了各保護(hù)參數(shù)的計算方法。

1 硬件系統(tǒng)

由直流電動機(jī)的運動方程可知：加速度與電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩成正比，而轉(zhuǎn)矩又與電動機(jī)的電流成正比，因此，要實現(xiàn)電機(jī)的高精度高動態(tài)性能控制，就需要同時對電機(jī)的速度、電流及位置進(jìn)行檢測和控制。圖1是無刷直流電機(jī)數(shù)字控制系統(tǒng)框圖。整個硬件控制系統(tǒng)主要由智能控制單元、數(shù)據(jù)存儲單元、信號傳感單元、信號調(diào)理單元、功率驅(qū)動與保護(hù)單元、人機(jī)交互單元及網(wǎng)絡(luò)通信單元等組成。

圖1 電機(jī)數(shù)字控制系統(tǒng)框圖Fig.1 The block diagram of motor digital control system

1.1 智能控制單元

本文選用TMS320F6713 作為DSP處理器，該芯片是一款浮點運算的高速芯片，工作頻率可達(dá)667MHz，具有功耗低、功能強(qiáng)、穩(wěn)定性高、抗干擾性強(qiáng)、運算速度快的優(yōu)點，滿足伺服實時計算要求。DSP內(nèi)部為哈佛結(jié)構(gòu)，三級流水線作業(yè)，能實現(xiàn)各種復(fù)雜控制策略。由于利用單一DSP處理器難以實現(xiàn)多軸伺服最優(yōu)控制，為優(yōu)化系統(tǒng)硬件資源結(jié)構(gòu)，采用DSP+FPGA的組合作為主控中心，充分利用DSP的強(qiáng)大數(shù)據(jù)處理能力及FPGA的高速并行邏輯特性，DSP主要負(fù)責(zé)信號處理、控制算法實現(xiàn)等。FPGA采用Xilinx公司的XC3S1000芯片，該芯片是最新一代FPGA產(chǎn)品，有17280 LE邏輯資源，432K Block RAM，173個用戶I/O；具有體積小、集成度高、速度快等優(yōu)點；可以穩(wěn)定工作在50MHz的頻率，滿足高速時序邏輯要求。FPGA 主要負(fù)責(zé)模數(shù)轉(zhuǎn)換控制、數(shù)字信息采集、PWM信號生成及信號邏輯管理、網(wǎng)絡(luò)通信收發(fā)等。DSP與FPGA采用數(shù)據(jù)總線(D0～D31)和地址總線(A2～A21)相連，DSP以寄存器讀寫方式操作FPGA實現(xiàn)數(shù)據(jù)的獲取或指令的發(fā)送，F(xiàn)PGA工作時鐘頻率為19.6608M，DSP時鐘由FPGA提供，為提高系統(tǒng)的同步性，采用中斷方式實現(xiàn)通信，中斷時間為250μs。

1.2 模數(shù)轉(zhuǎn)換單元

高速模數(shù)轉(zhuǎn)換單元由3片高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD7606和高精度基準(zhǔn)電壓轉(zhuǎn)換芯片AD580組成。3片高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器并聯(lián)組成18通道模擬信號輸入接口，將分別用于電壓、電流、位置信息等模擬量信息采集。AD7606芯片是一款高精度8通道16位高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器，轉(zhuǎn)換頻率為200kSPS，滿足系統(tǒng)控制精度要求。模數(shù)轉(zhuǎn)換器采用16位數(shù)據(jù)總線和讀、寫、片選信號實現(xiàn)與FPGA的數(shù)據(jù)和命令通信。對于整個伺服閉環(huán)控制系統(tǒng)，閉環(huán)系統(tǒng)需要及時獲得準(zhǔn)確的實際電流，以實現(xiàn)電流的實時跟蹤。選用的電流傳感器為隔離型電流霍爾傳感器ACS758-100型集成芯片，該芯片具有體積小、穩(wěn)定性高、精度高等優(yōu)點。采用5V單電源供電，低噪音模擬輸入路徑，階躍響應(yīng)只需5μs，可通過外部濾波引腳調(diào)整帶寬，功耗低，隔離性能好，其輸出精度為10mV/A，誤差小于1.5%。

1.3 存儲系統(tǒng)

為實現(xiàn)數(shù)據(jù)信息的存儲及程序的存儲，系統(tǒng)采用基于NAND技術(shù)高性能的大容量FLASH存儲器SST39VF6401B，它具有4M×16bit的存儲空間，通過17位地址總線和16位數(shù)據(jù)總線與DSP數(shù)據(jù)和地址總線接口連接，滿足容量設(shè)計要求。

2 功率驅(qū)動與保護(hù)電路

2.1 抑制尖峰電壓方法

功率器件開關(guān)動作時的電壓電流應(yīng)力和主回路中的寄生電感有著非常大的關(guān)系。IGBT處理一定的di/dt時，產(chǎn)生的電壓尖峰是和寄生電感大小成比例的，而且di/dt自身也受到寄生電感的影響。當(dāng)功率器件工作在感性負(fù)載下且器件開通時，意味著其對應(yīng)的反并二極管關(guān)閉，二極管表現(xiàn)反向恢復(fù)特性，在此期間較大的電流從二極管中通過，對應(yīng)著就產(chǎn)生電壓尖峰。此電壓尖峰可以導(dǎo)致很惡劣的問題，如造成功率器件過壓、增加輸出諧波、產(chǎn)生嚴(yán)重EMI源等。通過調(diào)整選擇合適的門極驅(qū)動電阻可以控制器件的開通速度，驅(qū)動電阻大，開通速度慢，二極管的反向恢復(fù)問題可以得到相應(yīng)的抑制，但同時也會導(dǎo)致功率器件更大的交換損耗。合理選取驅(qū)動電阻的大小可以得到一個比較折中的結(jié)果。但器件的關(guān)斷時間受驅(qū)動電阻的影響不大，電壓電流尖峰就直接決定于外部寄生電感、電容參數(shù)，寄生電容主要取決于功率器件內(nèi)部結(jié)構(gòu)，寄生電感則取決于器件外部導(dǎo)體的排列情況。所以為了提高系統(tǒng)的性能，保證系統(tǒng)的可靠性，減小開關(guān)過程中產(chǎn)生的電應(yīng)力，必須盡可能地減小線路中的寄生電感，可以通過在線路中增加吸收電容，來減小系統(tǒng)開關(guān)管中產(chǎn)生的浪涌電壓。

2.2 吸收電路

對于大功率的高頻電源, 主回路通過的電流較大, 開關(guān)器件的開通速度快, 主回路中的雜散電感會感應(yīng)出比較大的尖峰電壓, 此時, 需要通過外加吸收電路的方式來抑制尖峰電壓。通常采用RCD吸收電路進(jìn)行抑制[5]，該吸收電路增加了快速恢復(fù)的二極管來阻止電容與主回路中的電感產(chǎn)生的震蕩, 同時增加了一個大功率電阻來消耗掉電容吸收的能量，這種方式能較好地控制尖峰電壓, 并解決吸收電容與雜散電感構(gòu)成震蕩回路的問題。考慮到C型吸收電路的特點[5]，結(jié)合其特點，同時在電源輸入側(cè)并入小容值高電壓變化率CBB薄膜電容、高容值全鉭電容、大容值CBB薄膜電容，小CBB薄膜電容用于完全實現(xiàn)開關(guān)時尖峰電壓的吸收，一般取值在0.05～0.15μF之間，鉭電容用于當(dāng)負(fù)載突變時，避免直流電源不能提供大量能量從而引起母線壓降，提供能量補(bǔ)償?shù)淖饔?，補(bǔ)償系統(tǒng)的無功功率，穩(wěn)定端壓，改善伺服系統(tǒng)電機(jī)的輸出動態(tài)性能。其次，濾去高次諧波，改善直流電源的輸出波形，大容值CBB薄膜電容并聯(lián)緊貼鉭電容，保護(hù)鉭電容在某種高頻掃頻工況模式下過流發(fā)熱，從而導(dǎo)致故障發(fā)生，同時也抑制電壓變化率，濾除供電母線高頻成分。RCD型吸收電路、CBB薄膜和全鉭電容相互配合，能有效地抑制尖峰電壓，為實現(xiàn)穩(wěn)定控制鑒定基礎(chǔ)，其單橋臂吸收電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 單橋臂吸收電路Fig.2 Single bridge arm absorbing circuit

2.2.1 吸收電容選擇

RC吸收電路的作用是吸收IGBT關(guān)斷時產(chǎn)生的過電壓, 其本質(zhì)是靠吸收電容C來吸收掉主電路寄生電感和雜散電感產(chǎn)生的能量, 即能量的轉(zhuǎn)移，選擇電容參數(shù)需要考慮減小尖峰電壓ΔUd(ΔUd=Ucemax-Ud)。吸收電容的作用是吸收掉主回路中雜散電感Ls和在主回路主電路寄生電感Lp強(qiáng)制改變電流I方向時感應(yīng)出的沖擊電壓的能量, 根據(jù)能量守恒的原則, 吸收電容值C1應(yīng)至少滿足

(1)

則求出吸收電容C1為

(2)

對于逆變器及三相負(fù)載而言，無論逆變電路怎么切換，其負(fù)載仍只含有電阻和電感兩部分，通過簡化電路，根據(jù)能量守恒的原則，可以推算直流側(cè)儲能電容Ct值[6]:

(3)

式中，I1、I2為直流脈動電流的兩個峰值點，I0為勵磁電流的有效值，Lm為勵磁電感。

理論上，高容值CBB薄膜電容C2選擇越大越好，但是容量大增加成本，也增加體積，一般取值50μF以上，因此，滿足高功率密度的容量要求即可。

2.2.2 吸收電阻選擇

RC吸收電路其實是一個一階RC回路, 其放電時間常數(shù)τ=RC，RC吸收電路是一種耗能電路, 電容C吸收的能量大部分要通過電阻R來消耗掉。 因此，這種電路并不能使電路的消耗降低，只是把IGBT管開通和關(guān)斷時的消耗轉(zhuǎn)移到了RC吸收電路上來。

存儲在吸收電容C在IGBT穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時存儲的能量為

(4)

式中，f為開關(guān)電路的開關(guān)頻率。

存儲在總電感上的能量為

(5)

因此，消耗在吸收電阻R上的功率為上述兩者之和, 即：P=E1+E2。

因為RC吸收電路是隨著IGBT管的開關(guān)而循環(huán)工作的, 因此在IGBT管開通期間, 存儲在吸收電容C中的能量必須通過電阻R消耗掉。 對于不同的吸收電路,C放電時間也有差異, 對于RC吸收電路, 只要滿足τ=RC小于1/4的IGBT 導(dǎo)通時間, 就可以保證電容C中絕大部分能量的釋放，不會影響下一次吸收, 因此，吸收電阻可以通過式(6)來確定

(6)

式中，τ0是IGBT管的導(dǎo)通時間。

但是，R也不是越低越好的, 因為吸收電路中存在大電流振蕩，IGBT開通時的集電極電流峰值也會相應(yīng)增加, 因此在滿足式(6)的情況下盡量使R設(shè)的高一點，具體可參考式(7)

(7)

式中，L為有關(guān)的線路電感。

綜上所述吸收電阻R為

(8)

2.3 功率驅(qū)動與保護(hù)電路

為了減小整個功率驅(qū)動部分的體積和質(zhì)量, 增強(qiáng)驅(qū)動電路的環(huán)境適應(yīng)能力，采用磁隔離驅(qū)動芯片，雙列貼片封裝，體積小，且?guī)в蠽CE電壓檢測、欠壓保護(hù)、有源米勒鉗位、短路保護(hù)等功能，驅(qū)動電流達(dá)2.5A。圖3為功率驅(qū)動電路，系統(tǒng)對過流采用了硬件保護(hù)，當(dāng)發(fā)生過流故障時，驅(qū)動芯片的故障信號輸出腳會產(chǎn)生一個低電平，F(xiàn)PGA的引腳捕捉到下跳變后立刻封鎖驅(qū)動脈沖，并產(chǎn)生一個故障標(biāo)志，而且當(dāng)故障信號輸出恢復(fù)到高電平時，驅(qū)動脈沖也不會解除封鎖，故障標(biāo)志必須經(jīng)過軟件清零復(fù)位才能重新輸出驅(qū)動脈沖。因此，該機(jī)制可有效保護(hù)功率器件模塊。為了更好地保護(hù)IGBT模塊，特設(shè)計了硬件保護(hù)和軟件保護(hù)，用以產(chǎn)生故障封鎖信號，軟件保護(hù)在FPGA中實現(xiàn)，其參數(shù)值需綜合所選IGBT模塊及其他性能指標(biāo)設(shè)定。

圖3 功率驅(qū)動電路設(shè)計Fig.3 Power driver circuit design

IGBT的柵極通過氧化膜和發(fā)射極實現(xiàn)電隔離，由于氧化膜很薄, 其擊穿電壓一般在+20～30V, 若過高則容易造成柵極擊穿，這里選取+15V；IGBT關(guān)斷時給其柵極發(fā)射極加一負(fù)偏壓有利于提高IGBT的抗干擾能力, 這里取-8V。為減小系統(tǒng)的干擾，在功率信號輸出端并聯(lián)雙向+18V穩(wěn)壓管。DESAT端為飽和電壓檢測端, 由于IGBT發(fā)射極和集電極電壓在導(dǎo)通時的飽和電壓值隨集電極電流的變化而變化，因此通過檢測VCE(SAT)來進(jìn)行過流保護(hù)是比較準(zhǔn)確的?？梢酝ㄟ^改變電阻R1的阻值或者快恢復(fù)二極管D7的個數(shù)及導(dǎo)通壓降來調(diào)節(jié)具體的電流保護(hù)閾值。為了防止IGBT在導(dǎo)通瞬間引起過流保護(hù)的誤動作, 可以通過設(shè)定并聯(lián)保護(hù)電容C2的大小來設(shè)定觸發(fā)時間。

3 軟件設(shè)計

系統(tǒng)軟件架構(gòu)由DSP主程序，DSP定時器中斷服務(wù)子程序、DSP網(wǎng)絡(luò)通信子程序及FPGA程序等組成。DSP主程序主要完成系統(tǒng)的初始化，包括控制寄存器(系統(tǒng)時鐘、系統(tǒng)狀態(tài)寄存器)初始化、I/O端口初始化、中斷設(shè)置初始化、變量初始化、存儲初始化、存儲器初始化、通信初始化等。在初始化中斷向量表后, 根據(jù)需要對中斷進(jìn)行設(shè)置；打開全局中斷，進(jìn)入循環(huán)等待主程序，等待內(nèi)部和外部中斷信號。圖4為系統(tǒng)主程序。中斷服務(wù)子程序是整個系統(tǒng)控制功能實現(xiàn)的核心組成部分，由伺服運動算法和信號處理子程序構(gòu)成。圖5為 DSP中斷子程序伺服控制流程。

圖4 DSP系統(tǒng)主程序Fig.4 DSP system main program

圖5 DSP中斷子程序Fig.5 DSP interrupt subroutine

FPGA完成時序邏輯控制，主要包括模數(shù)轉(zhuǎn)換控制、數(shù)字信息采集、軟件保護(hù)、霍爾信息獲取、PWM波形生成、DSP時鐘產(chǎn)生等。

3.1 PWM中點采樣法

結(jié)合驅(qū)動電路特點，為實現(xiàn)最優(yōu)驅(qū)動控制，高功率密度直流無刷電機(jī)控制系統(tǒng)采用PWM下橋臂單斬方式。該斬波方式在IGBT關(guān)斷時，電流將通過一個上橋臂IGBT和一個上橋臂續(xù)流二極管形成續(xù)流回路，電感儲能不反饋到電源，而是通過繞組轉(zhuǎn)化為熱能。這個續(xù)流回路并沒有流經(jīng)電流傳感器，傳感器檢測到的功率橋母線電流為零。對于PWM單斬方式，電流傳感器只有在PWM開通期間才能檢測到電流信號。因此，在設(shè)計A/D 采樣控制程序時，必須選擇合理的采樣點，而且必須在PWM 開通期間選擇。IGBT開通關(guān)閉瞬間會產(chǎn)生尖峰電流，所以采樣點應(yīng)避開開關(guān)時刻，否則系統(tǒng)不能正常工作。為保證在每次開關(guān)周期中確定一個固定采樣點，且遠(yuǎn)離開關(guān)點，采用了在PWM 開通期間中點時刻采樣，即采樣平均電流的方法，這樣很好地避開了開關(guān)噪聲的影響，保證了采樣準(zhǔn)確度。

3.2 信息采樣與獲取

在軟件系統(tǒng)中，DSP時鐘由FPGA提供，為提高系統(tǒng)的控制性能，設(shè)定IGBT模塊開關(guān)周期為16kHz，在每個開關(guān)周期定時器下溢中斷采樣一次電流、電壓、位置信息。因此，電流環(huán)的計算采樣頻率為16kHz。設(shè)定速度環(huán)的計算頻率為10kHz，位置環(huán)的計算頻率為4kHz，由于FPGA每250μs通過I/O管腳高低電平變化向DSP產(chǎn)生中斷，DSP收到中斷指令后，以總線形式獲取電流、電壓及位置數(shù)字信息，并完成伺服控制算法及位置、速度、電流三環(huán)控制算法，經(jīng)過邏輯運行后，將控制指令輸出到FPGA，F(xiàn)PGA收到控制指令后，實現(xiàn)PWM指令解碼，結(jié)合AD采集的保護(hù)值及計算信息，決定是否封鎖PWM脈沖。同時，F(xiàn)PGA實時獲取各軸電機(jī)霍爾位置信息，當(dāng)系統(tǒng)未保護(hù)時，綜合霍爾信息和電機(jī)控制量解碼信息決定各軸無刷電機(jī)通電相序，發(fā)出PWM脈沖驅(qū)動功率驅(qū)動芯片。

4 實驗分析

為了測試四軸高功率密度直流無刷伺服系統(tǒng)的性能，搭建了某型電機(jī)測試驗證平臺。電機(jī)參數(shù)：額定功率P=4kW，電樞繞組電感L=1.04mH，電壓270V, 電樞繞組相電阻R=0.28Ω，額定轉(zhuǎn)矩T=3.8N·m，額定轉(zhuǎn)速ne=11000r/min，極對數(shù)P=3。另外，電機(jī)滾珠絲桿一體化傳動結(jié)構(gòu)形式，傳動比約280，位置傳感器增速比1.5∶1，額定負(fù)載1000N·m，IGBT模塊型號為Infineon公司FS100R12PT4；驅(qū)動保護(hù)電阻13K，保護(hù)電容10-2μF，保護(hù)電流80A, 實驗時，由于直流無刷電機(jī)采用星形連接方式，三相電流和為零，通過兩相電流測量即可，電流校正環(huán)節(jié)要求帶寬高、響應(yīng)快、跟蹤性能好，因此，需要較高的比例增益，并且調(diào)節(jié)頻率要高，即系統(tǒng)中的延遲時間短。電流校正環(huán)節(jié)最常用的是PI校正方式，由于典型Ⅱ型系統(tǒng)的設(shè)計特點是具有較好的抗擾性能，本文采用典型Ⅱ型系統(tǒng)。實驗先選用C型吸收電路展開研究，然后研究C型和RCD型相結(jié)合的性能。依據(jù)理論計算，初步選取鉭電容450V-110μF和CBB800V-0.15μF電容,圖6為C型吸收電路靜態(tài)時主電路功率電電壓波形圖。

圖6 C型吸收電路0°伺服靜態(tài)功率電波形Fig.6 C-type absorption circuit 0° servo static electric waveform

從6圖可知，在沒有吸收電路存在的情況下，0°伺服靜態(tài)尖峰電壓比較大，峰峰最大值將達(dá)到20V，引起頻率為16k的毛刺，這種毛刺將產(chǎn)生極大的EMI，這主要由于開關(guān)控制頻率引起。從圖7可知，25°階躍時，將產(chǎn)生最大為374V的毛刺，電壓波動劇烈，這也將引起控制系統(tǒng)不穩(wěn)定，同時過壓嚴(yán)重者將引起IGBT燒毀及功率驅(qū)動芯片燒毀。

通過增加鉭電容和高容值CBB薄膜電容組合進(jìn)行試驗得到，得到的計算結(jié)果如表1所示。

圖7 C型吸收電路25°階躍伺服功率電波形Fig.7 C-type absorption circuit 25° servo step electric waveform

(μ1F,μ2F)尖峰電壓/V(μ1F,μ2F)尖峰電壓/V(110,80)335(330,10)345(220,80)320(330,25)325(330,80)310(330,35)320(440,80)310(330,50)315(660,80)305(330,80)300

從表1可知，主電路不同薄膜電容組合下的效果差別比較大，尖峰電壓將降低到305V,相同的薄膜電容下，隨鉭電容容量的增加效果越好，但是當(dāng)增加到一定程度，尖峰電壓不改變；相同的鉭電容下，隨薄膜電容容量的增加效果越好，同樣，當(dāng)增加到一定程度，尖峰電壓不改變；高功率密度系統(tǒng)要求系統(tǒng)體積小，鉭電容和薄膜電容容量的增加將增加系統(tǒng)的體積，同時成本急劇增加，元器件在小型化上，實現(xiàn)難度較大。因此，本文選用鉭電容和薄膜電容數(shù)值為(330μ1F,80μ2F)，以上兩種電容有較大的改進(jìn)，但是還不完全理想，這里采用RCD電路進(jìn)行進(jìn)一步分析，在上述參數(shù)基礎(chǔ)上，展開RC參數(shù)研究，實驗結(jié)果如表2所示。

表2 RCD吸收電路不同電阻和電容組合時尖峰電壓表

從表2中可以看出，在電容值一定時, 隨著吸收電阻的增大, 關(guān)斷尖峰電壓和開通尖峰電壓都會隨著升高, 并且開通尖峰電壓上升的幅值更大，這就說明在RC吸收電路中電阻對Uce尖峰電壓的影響比電容大, 在滿足吸收效果的前提下, 應(yīng)當(dāng)充分考慮電阻的消耗功率, 電阻不能選的過大，因此，電阻大概定在20～30之間；別外還可以看出, 隨著電容的升高, 關(guān)斷尖峰電壓和開通尖峰電壓都得到了進(jìn)一步的降低, 并且二者電壓都比表1中的電壓低, 證明了吸收電容對尖峰電壓有良好的吸收作用。

圖8為選用RC組合得到的主功率電壓波形，從圖可知，增加RC吸收電路后，靜態(tài)波動電壓在2V以內(nèi)；從圖9可知，25°階躍伺服功率電波形尖峰只有30V，比以前有明顯改善。

圖8 吸收前0°伺服功率電波形Fig.8 0° servo electric waveform before absorption

圖9 吸收后25°階躍伺服功率電波形Fig.9 25° servo step electric waveform after absorption

過流保護(hù)的有效性，在硬件上設(shè)定過流保護(hù)電阻值為13K，該數(shù)值對應(yīng)的過流保護(hù)保護(hù)數(shù)值為90A，為實現(xiàn)系統(tǒng)的保護(hù)，在軟件上設(shè)定過流保護(hù)80A，圖10為25°階躍動作時U/V兩相波形圖，圖11為對應(yīng)的位置伺服波形。

圖10 25°階躍瞬態(tài)保護(hù)電流波形Fig.10 25° step transient protection current waveform

圖11 階躍幅值25°給定位置伺服波形Fig.11 Step amplitude 25° servo given position waveform

從圖11可知，在額定負(fù)載下進(jìn)行位置伺服測試，經(jīng)傳感折算后可知啟動時電機(jī)最大線電流為82.3A，超過該值電流下降，這主要由于啟動了軟件的過流保護(hù)，關(guān)斷了PWM，關(guān)斷周期為62.5μs，精確實現(xiàn)過流保護(hù)，系統(tǒng)測量參數(shù)與設(shè)計理論數(shù)值基本一致；在給定25°階躍額定負(fù)載條件下實驗，其動態(tài)響應(yīng)時間為77.125ms，最大超調(diào)量小于0.5%，穩(wěn)態(tài)誤差小于0.5%，系統(tǒng)速度能達(dá)到324(°)/s，因此，該系統(tǒng)具有良好的實時動態(tài)性能。同時，由DSP定時器測試可知，在高速處理器運算下，該系統(tǒng)能夠在50μs內(nèi)完成四軸伺服控制算法，所設(shè)計的四軸驅(qū)動控制器功重比達(dá)5.2kW/kg，伺服系統(tǒng)功重比達(dá)0.49kW/kg。

5 結(jié)論

高功率密度伺服控制系統(tǒng)的性能、可靠性與控制系統(tǒng)處理器選型、主電路功率開關(guān)器件的驅(qū)動和保護(hù)密切相關(guān)，尤其是驅(qū)動電路的設(shè)計相關(guān)重要，驅(qū)動電路必須加吸收電路來限制尖峰電壓, 否則會嚴(yán)重?fù)p壞開關(guān)器件。對于吸收電路參數(shù)的選擇, 必須考慮以下因素: 選取合適的電容和電阻, 要兼顧考慮放電時間常數(shù)與抑制尖峰電壓幅值二者之間的關(guān)系。為提高系統(tǒng)的電流驅(qū)動保護(hù)能力，提出一種集驅(qū)動、隔離、保護(hù)為一體的多重驅(qū)動保護(hù)組合方案，詳細(xì)計算了各保護(hù)參數(shù)。實驗結(jié)果證明: 所設(shè)計的伺服驅(qū)動控制系統(tǒng)具有實時性強(qiáng)、動態(tài)響應(yīng)快、IGBT 驅(qū)動保護(hù)電路性能優(yōu)良、可靠性高的優(yōu)點。

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Research of Key Technique on High-Power Density Motor High Voltage Driver System

ZHANG Xin-hua, HUANG Jian, ZHANG Zhao-kai，WANG Hao-ming，DUAN Xiao-shuai

(Beijing Institute of Automatic Control Equipment, Beijing 100074, China)

The performance and reliability of high-power density motor servo control system are really related with control system structure, driver and protection design of the main circuit power switch device.In view of the urgent demand of the rapid development of high-power density servo system, in order to improve the control performance of servo system, ensure the power switch device can be stable and reliable, a multi-axis servo control system design is proposed, which is based on digital signal processor (DSP) and field programmable gate array (FPGA).The research focus on the driving circuit of Insulated Gate Bipolar Transistor(IGBT) main circuit power switch device, absorbing protection circuit, improving parameters, and put forward a scheme of double current protection, which integrate functional units on insulating, driving, protecting, and bring out soft and hard combination set driven.Also，the research describe in detail the calculation methods of the various protection parameters.Meanwhile, the fore axis drive controller has power weight ratio of 5.2kW/kg, and the servo system has power weight ratio of 0.49kW/kg.The experimental results show that the servo control system has advantages of strong real-time, fast dynamic response, stable performance and high reliability.

DSP；High-power density；Servo control；Absorption circuit

10.19306/j.cnki.2095-8110.2016.03.002

2016-01-15；

2016-02-18。

張新華(1972 -)，男，工學(xué)博士，研究員，主要從事高動態(tài)伺服系統(tǒng)設(shè)計工作。

U666.12

A

2095-8110(2016)03-0006-08