李亞婷

(西安電子科技大學(xué) 超高速電路設(shè)計(jì)與電磁兼容教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，陜西 西安 710071)

一種抑制差分拐角共模噪聲的補(bǔ)償模型

李亞婷

(西安電子科技大學(xué) 超高速電路設(shè)計(jì)與電磁兼容教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，陜西 西安 710071)

摘要為抑制差分傳輸線拐角處不對(duì)稱(chēng)造成的共模噪聲，文中提出了一種新的45°拐角差分傳輸線補(bǔ)償模型。該模型通過(guò)對(duì)差分拐角造成的線長(zhǎng)差進(jìn)行有效補(bǔ)償，利用HFSS和ADS進(jìn)行建模仿真，從時(shí)域和頻域進(jìn)行驗(yàn)證。結(jié)果證明,從S參數(shù)來(lái)看，其有效地將頻率8 GHz處的差模轉(zhuǎn)共模噪聲降低了20 dB，同時(shí)降低了差模插入損耗；從時(shí)域來(lái)看，共模噪聲比之前減小了大約90%。

關(guān)鍵詞信號(hào)完整性；差分傳輸線；差分信號(hào)；共模噪聲

隨著電路的集成度越來(lái)越高，翻轉(zhuǎn)時(shí)間及上升邊越來(lái)越短，傳輸線的阻抗不連續(xù)對(duì)信號(hào)完整性的影響越來(lái)越嚴(yán)重[1]。在過(guò)去低速電路中，傳輸線的阻抗不連續(xù)不會(huì)對(duì)信號(hào)的傳輸產(chǎn)生影響，因此信號(hào)的傳輸采用的單端線傳輸。然而，隨著現(xiàn)在數(shù)據(jù)傳輸速率上升到吉赫茲以后，單端信號(hào)線會(huì)受到各種噪聲源的影響，造成嚴(yán)重的信號(hào)完整性問(wèn)題。相比之下，差分傳輸線具有多種優(yōu)點(diǎn)，如抗干擾能力強(qiáng)、能有效抑制EMI[2]及時(shí)序定位精確等。因此，越來(lái)越多的串行電路采用了差分信號(hào)的形式，來(lái)提高信號(hào)的完整性和減小電磁干擾(EMC)。當(dāng)今大多數(shù)高速數(shù)字通信采用低壓差分信號(hào)線對(duì)(LVDS)作為高速數(shù)據(jù)傳輸線。

對(duì)于理想的差分傳輸線，由于差分形式的兩條傳輸線是對(duì)稱(chēng)的，所以傳輸線的信號(hào)幅值相同、相位相反，產(chǎn)生的共模噪聲在接收端相互抵消，因此自身不會(huì)產(chǎn)生共模噪聲。但在實(shí)際的PCB設(shè)計(jì)中，由于元器件的密集度和布局布線的復(fù)雜性不斷增加，走線不可避免的出現(xiàn)拐角，差分傳輸線也不例外[3-4]，拐角的存在使得差分信號(hào)線兩線的長(zhǎng)度出現(xiàn)了不一致，差分信號(hào)之間產(chǎn)生相位差，使得部分差分信號(hào)轉(zhuǎn)化為共模信號(hào)[5]，從而出現(xiàn)了共模噪聲。目前已有人對(duì)于不同拐角類(lèi)型的差分拐角進(jìn)行了建模仿真[6-8]，本文在其基礎(chǔ)上進(jìn)一步研究如何抑制差分拐角導(dǎo)致的共模噪聲。

1差分拐角的特性與建模

1.1差分線對(duì)與差分信號(hào)

差分線對(duì)是指一對(duì)存在耦合的傳輸線，理論上講，任何兩條單端傳輸線組合就是一對(duì)差分線對(duì)。差分線對(duì)傳輸?shù)氖遣罘中盘?hào)，采用兩個(gè)輸出驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)兩條傳輸線。一條傳輸信號(hào)本身，另一條傳輸它的互補(bǔ)(反相)信號(hào)。在接收端被識(shí)別的信號(hào)就是兩條傳輸線的電位差，其攜帶了傳遞的信息，這個(gè)差值稱(chēng)為差分信號(hào)[4]

Vdiff=V1-V2

(1)

一般情況下，外來(lái)噪聲對(duì)V1和V2的干擾相同，所以Vdiff是不變的。因此，差分傳輸線具有較強(qiáng)的抗干擾能力。除了攜帶要傳遞的差分信息外，電路中還存在共模信號(hào)，其定義為兩條傳輸線上的平均電壓

(2)

通常共模信號(hào)并不攜帶信息，因此也不會(huì)影響到信號(hào)的完整性和系統(tǒng)性能。但若電路板上的差分互連線設(shè)計(jì)不當(dāng)，造成差分線對(duì)的不對(duì)稱(chēng)，就會(huì)導(dǎo)致共模信號(hào)出現(xiàn)豐富的高頻分量，產(chǎn)生共模噪聲從而導(dǎo)致信號(hào)完整性問(wèn)題。

1.2差分傳輸線共模噪聲建模和仿真

該文首先利用仿真軟件HFSS對(duì)傳輸線拐角進(jìn)行建模，如圖1所示是一個(gè)HFSS中建模的差分帶狀線的結(jié)構(gòu)側(cè)視圖，介質(zhì)層厚度為26 mil， =4.4(1 mil= 0.025 4 mm)，εr=4.4,線寬6 mil，厚度1.2 mil，間距5 mil，模型中耦合傳輸線長(zhǎng)l=100 mil，特征阻抗為50 Ω，接著從電磁場(chǎng)的角度提取模型的S參數(shù)。

圖1　帶狀線結(jié)構(gòu)側(cè)視圖

S參數(shù)能代表傳輸線的性能，可表示成一個(gè)4端口元件，此元件可導(dǎo)入到電路仿真軟件Ansoft Designer中仿真該差分傳輸線的差分響應(yīng)和共模響應(yīng)。然后在Designer中建立S參數(shù)仿真電路，如圖1所示，輸入端分別加兩個(gè)信號(hào)源，P1端口加上升階躍激勵(lì)，P2端口加其對(duì)應(yīng)的下降階躍激勵(lì)，邊沿時(shí)間均為 100 ps，電壓分別為+1 V和-1 V，在P3和P4端口處測(cè)輸出響應(yīng)，放探針測(cè)得V1和V2，再利用式(2)計(jì)算得到共模噪聲的幅值。

圖2　時(shí)域仿真電路

1.34種差分拐角的建模與仿真

常見(jiàn)有4種差分拐角布線方式，圖 3(a)是傳統(tǒng)的直角布線方法，但由于直角布線會(huì)帶來(lái)嚴(yán)重的反射問(wèn)題。因此，經(jīng)過(guò)不斷改進(jìn)，分別選用了圓角、斜接及雙45°角，如圖3(b)～圖3(d)所示。

圖3　四種差分線拐角模型

根據(jù)上述過(guò)程，利用HFSS和ADS對(duì)這4種不同拐角類(lèi)型的模型進(jìn)行建模，參數(shù)如上所述，仿真其共模噪聲，可得到如圖4的仿真結(jié)果，45°角拐角的共模噪聲最小，圓角其次。因此，PCB板設(shè)計(jì)若不可避免的遇到差分拐角布線，一般均會(huì)使用45°角。

圖4　4種差分拐角模型的共模噪聲

2補(bǔ)償拐角模型

差分信號(hào)共模噪聲的主要原因是不同長(zhǎng)度差分線的失配，使得差分信號(hào)之間產(chǎn)生相位差而引起的，這是差分傳輸線一定要避免的，補(bǔ)償這個(gè)相位差使其在到達(dá)的接收端口時(shí)信號(hào)又達(dá)到同步，便可使接收端的共模噪聲消失。所以，本文提出一種補(bǔ)償拐角線長(zhǎng)差的模型，在 HFSS 仿真軟件中采用帶狀線傳輸線對(duì)差分傳輸線拐角進(jìn)行建模，其中圖5(a)是傳統(tǒng)45°拐角的布線模型，圖5(b)是在其基礎(chǔ)上提出的補(bǔ)償模型。

圖5　45°差分拐角

推導(dǎo)圖5(b)中模型的線長(zhǎng)差ΔL公式如下

ΔL=|4L-2(R-r)|=|4(w+k)tan22.5°

-2R(1-cos45°)|

(3)

其中，w為線寬；k為線間距；R為補(bǔ)償半徑。參考式(3)，可以根據(jù)布線參數(shù)選擇合適的補(bǔ)償半徑R以保持線長(zhǎng)差最小。

利用HFSS仿真軟件對(duì)圖5兩種模型建模，參數(shù)設(shè)置如下：帶狀線介質(zhì)層厚度為26 mil，εr=4.4，線寬為6 mil，厚度為0.7 mil，間距為18 mil，模型中耦合傳輸線長(zhǎng)l=100 mil，特征阻抗為50 Ω，仿真其從0～8 GHz不同頻率下的S參數(shù)，仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6　S參數(shù)仿真結(jié)果S參數(shù)

從圖中可看出，圖6(a)表示差模到差模的傳輸系數(shù)Sdd21，補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的Sdd21在未補(bǔ)償結(jié)構(gòu)之上，代表補(bǔ)償之后差模信號(hào)的傳輸效率更高；圖6(b)表示差模到共模的傳輸系數(shù)Scd21，補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的Scd21均低于未補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，且改善效果明顯，在高頻8 GHz處改善了20 dB。

上面用S參數(shù)從頻域驗(yàn)證了本文提出的補(bǔ)償模型的可行性，下面用圖2所示電路從時(shí)域角度對(duì)其進(jìn)行驗(yàn)證。在P3和P4端口處放探針測(cè)得V1和V2，得到其共模噪聲響應(yīng)如圖7所示。這里共仿真了4種情況：一種沒(méi)有補(bǔ)償?shù)哪Ｐ停溆?種是不同補(bǔ)償半徑R的補(bǔ)償模型，R分別為：14.14 mil，35.35 mil和67.88 mil，由式(1)可知，在如上文所述的補(bǔ)償參數(shù)下，補(bǔ)償半徑R=67.88 mil時(shí)，線長(zhǎng)差接近為0。在這種情況下，共模噪聲從46 mV減小到 4 mV，減小了約90%。

圖7　共模噪聲仿真結(jié)果

3結(jié)束語(yǔ)

從本文的分析可看出，高速 PCB 設(shè)計(jì)中，由于布線結(jié)構(gòu)的影響，使得差分傳輸中產(chǎn)生了共模噪聲，并增加了傳輸線的反射損耗。對(duì)于差分傳輸線來(lái)說(shuō)，影響信號(hào)完整性的首要因素是傳輸線的線長(zhǎng)不一致造成的。對(duì)比直角、斜切、圓角和45°角4種差分拐角，得出45°拐角抑制共模噪聲的效果最好。但這對(duì)于敏感的信號(hào)走線仍不夠。因此本文在45°拐角基礎(chǔ)上提出了新的補(bǔ)償模型，并從頻域S參數(shù)和時(shí)域的共模噪聲兩方面進(jìn)行驗(yàn)證，證明了其比普通的45°拐角差分傳輸線，能實(shí)現(xiàn)更好的信號(hào)完整性。

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A Novel Compensation Method for Differential Transmission Line Bend to Suppress Common-mode Noise

LI Yating

(Key Laboratory of High-speed Circuit Design and EMC Ministry of Education, Xidian University, Xi’an 710071, China)

AbstractTo suppress the common-mode noise, this paper proposes a method for compensating an undesired phase delay caused by unequal-length differential transmission lines. The performance of the proposed structure with a 45 degree bend is demonstrated by simulating with HFSS and ADS. The results demonstrate that the proposed model compensates the length skew of the bend of differential transmission line, which has the effect of reducing the mode conversion noise by about 20 dB up to 8 GHz, whereas the differential insertion loss remains low. In addition, in the time domain, the common-mode noise is lower than the conventional differential transmission line bend.

Keywordssignal integrity；differential transmission lines；differential signals；common-mode noise

收稿日期:2015-10-27

作者簡(jiǎn)介:李亞婷(1990-)，女，碩士研究生。研究方向：信號(hào)完整性。

doi:10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2016.06.034

中圖分類(lèi)號(hào)TN811

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼A

文章編號(hào)1007-7820(2016)06-117-03