張春強(qiáng)?┏輪怯?++李鳴慎++匡慧敏++程石

摘 要：多逆變器并網(wǎng)運(yùn)行的諧振問題與單臺逆變器相比較為復(fù)雜。本文建立的多逆變器并網(wǎng)運(yùn)行的諾頓等效數(shù)學(xué)模型，按諧振產(chǎn)生機(jī)理的差異將諧振劃分為：自身諧振、并聯(lián)諧振、串聯(lián)諧振，并分析了各類諧振的特點(diǎn)；電流控制環(huán)節(jié)引入諧波電流補(bǔ)償?shù)挠性醋枘岘h(huán)節(jié)，以衰減耦合諧振峰值。通過與未采用諧波電流補(bǔ)償?shù)目刂撇呗缘膶Ρ妊芯?，?yàn)證該方案抑制諧振的有效性。

關(guān)鍵詞：多逆變器并聯(lián)；耦合諧振；虛擬諧波電阻；微電網(wǎng)

中圖分類號：TP23 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A

1 引 言

多分布式電源的孤島微電網(wǎng)可以采用下垂控制實(shí)現(xiàn)逆變器無互聯(lián)線的并聯(lián)運(yùn)行[1，2]。微電網(wǎng)連接大電網(wǎng)時，分布式電源并網(wǎng)匯總母線電壓由大電網(wǎng)電壓提供支撐，各并網(wǎng)逆變系統(tǒng)采取電流控制方案，實(shí)現(xiàn)風(fēng)電或光伏的最大功率跟蹤控制[3，4]。

LCL型濾波器是一種適應(yīng)于較大功率等級的分布式電源并網(wǎng)逆變場合的并網(wǎng)濾波器。與L型濾波器相比，LCL型逆變器能有效抑制電流的高次諧波。在設(shè)計(jì)相同的抑制諧波效果的前提下，LCL型濾波器的總電感量要遠(yuǎn)低于L型濾波器，這有利于降低電感體積，提高功率密度，降低濾波損耗。但LCL型濾波器在特定諧波頻率附近存在一個明顯的幅頻響應(yīng)諧振峰值[5，6]，若逆變器輸出電流諧波分量的頻率恰好位于該諧振點(diǎn)附近，造成諧波電流的顯著放大。

為了能夠有效抑制LCL濾波器的諧振峰值，常采取無源阻尼和有源阻尼法來降低諧振點(diǎn)附近的幅頻響應(yīng)幅值。無源阻尼法主要的缺點(diǎn)在于阻尼電阻增加了系統(tǒng)的損耗，尤其是大功率場合，阻尼電阻發(fā)熱嚴(yán)重。有源阻尼策略通過修正控制算法來實(shí)現(xiàn)阻尼效果[7，8]。

多臺并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行，其諧振問題相比單臺逆變器時更為復(fù)雜，其諧振幅值和頻率受逆變器并聯(lián)數(shù)量、其他逆變器輸出電流以及電網(wǎng)電壓等的影響[9，10]。為了探究多臺并網(wǎng)逆變器耦合諧振問題，本文建立了多逆變器并網(wǎng)運(yùn)行的諾頓等效數(shù)學(xué)模型，在此基礎(chǔ)上分析自身諧振、并聯(lián)諧振以及串聯(lián)諧振的特點(diǎn)。在無差拍電流控制環(huán)節(jié)引入諧波電流反饋補(bǔ)償項(xiàng)用以衰減逆變?yōu)V波系統(tǒng)的各種諧振峰值。諧波電流補(bǔ)償采取濾波電容電壓反饋法，無需額外增加電壓或者電流傳感器就可以實(shí)現(xiàn)有源阻尼。通過仿真驗(yàn)證，無差拍電流補(bǔ)償策略能夠有效抑制自身逆變器電流、其他逆變器輸出電流、逆變器并聯(lián)數(shù)量等的變化以及因電網(wǎng)諧波電壓而產(chǎn)生的諧振影響。

2 并網(wǎng)逆變器建模

圖1為光伏逆變系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行控制示意圖。n臺光伏逆變系統(tǒng)輸出電流在公共母線上匯集后再流入大電網(wǎng)。每套光伏逆變系統(tǒng)由光伏陣列、直流穩(wěn)壓環(huán)節(jié)、H橋逆變電路、LCL濾波器、A/D轉(zhuǎn)化及DSP控制單元組成。upv、ipv為光伏板輸出電壓和電流；udc為光伏陣列通過直流穩(wěn)壓環(huán)節(jié)得到的直流母線電壓；uinv為逆變器輸出電壓；uc為濾波電容電壓；R1、R2分別為逆變側(cè)和網(wǎng)側(cè)電感寄生電阻；Cf為濾波電容；L1、L2分別為逆變側(cè)濾波電感和網(wǎng)側(cè)濾波電感；i1、i2、ic分別為逆變側(cè)電流、網(wǎng)側(cè)電流、濾波電容電流；upcc為逆變器并網(wǎng)點(diǎn)的匯集母線電壓；ig、Rg、Lg、ug分別為注入大電網(wǎng)的匯集電流、電網(wǎng)等效電阻、電網(wǎng)等效電感和電網(wǎng)電壓。

圖1中的參考電流計(jì)算環(huán)節(jié)、電流控制和有源阻尼環(huán)節(jié)的控制框圖見圖2所示。圖2中，Iref、iref分別為參考電流信號的幅值和瞬時值；Upcc_rms為upcc的均方根值；Ipf為光伏前饋補(bǔ)償電流；iref_comp為有源阻尼環(huán)節(jié)的參考補(bǔ)償電流；上標(biāo)*表示信號的參考值；k為第k個采樣周期；K為逆變器增益；Ts為采樣周期；d為逆變器的占空比。

圖2為電流控制和有源阻尼結(jié)構(gòu)框圖。電流控制采用無差拍控制模式；有源阻尼環(huán)節(jié)采用諧波電流反饋補(bǔ)償法。有源阻尼補(bǔ)償環(huán)節(jié)的原理為：通過引入一個與實(shí)際i1中非基頻分量反向的補(bǔ)償項(xiàng)達(dá)到抑制逆變器輸出諧波電流的目的。采用離散滑窗傅里葉變換法（SDFT）實(shí)時提取uc的基頻分量uc_f，與原uc信號求差值，得到uc的諧波分量uc_h，再將該諧波分量除以設(shè)定的虛擬阻尼電阻RV，最后得到有源阻尼環(huán)節(jié)的參考補(bǔ)償電流iref_comp。

提取第h次諧波的滑窗離散傅里葉變換 （SDFT）模塊在離散z域的表達(dá)式為

HS（z）=1-z-N1-ej2πh/Nz-1（1）

其中N為一個工頻周期的采樣點(diǎn)數(shù)。SDFT算法不僅能夠快速準(zhǔn)確地提取相應(yīng)次數(shù)的諧波分量，適合于數(shù)字實(shí)現(xiàn)。

4 仿真驗(yàn)證

多臺并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行，逆變器為單相H橋，仿真單臺逆變器額定功率為2KW，具體的仿真參數(shù)見表1。

4.1 自身諧振

圖5仿真了當(dāng)2臺、3臺、6臺逆變器并網(wǎng)運(yùn)行且未采用諧波電流補(bǔ)償策略時，第1臺逆變器的Iref，1在0.405s時刻由4A增至8A，該逆變器I2，1的暫態(tài)響應(yīng)波形及相應(yīng)的電流暫態(tài)時的頻譜。2臺、3臺、6臺逆變器并聯(lián)運(yùn)行的固定諧振點(diǎn)都位于26次（1330Hz）諧波頻率附近；可變諧振點(diǎn)分別位于13次（663Hz）、11次（565Hz）、8次（419Hz）諧波頻率附近。圖6為采用諧波電流補(bǔ)償策略后，第1臺逆變器的Iref，1在0.405s時刻由4A增至8A，該逆變器I2，1的暫態(tài)響應(yīng)波形。顯然改進(jìn)策略應(yīng)對Iref突變時的動態(tài)跟蹤能力得到了極大地增強(qiáng)，電流暫態(tài)過程不受逆變器并聯(lián)數(shù)目的影響。

4.2 并聯(lián)諧振

圖7為當(dāng)2臺、3臺、6臺逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時，第一臺逆變器的參考電流Iref，1在0.405s時刻由4A突增至8A時，第二臺逆變器的網(wǎng)側(cè)輸出電流I2，2的響應(yīng)。2臺、3臺、6臺逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時，逆變器并聯(lián)諧振點(diǎn)分別位于13次（663Hz）、11次（565Hz）、8次（419Hz）諧波頻率附近，而固定諧振點(diǎn)位于26次（1330Hz）諧波頻率附近。圖8為采用諧波電流補(bǔ)償策略后，第1臺逆變器的Iref，1在0.405s時刻由4A增至8A，第二臺逆

變器I2，2的暫態(tài)響應(yīng)波形。與圖7相比，在應(yīng)對其他逆變器Iref的干擾，有諧波電流補(bǔ)償環(huán)節(jié)的策略能夠顯著縮短電流的調(diào)節(jié)時間。電流暫態(tài)不受并聯(lián)逆變器數(shù)量的影響。

圖8 采用諧波電流補(bǔ)償策略的

多臺逆變器并聯(lián)諧振電流暫態(tài)響應(yīng)

4.3 串聯(lián)諧振

仿真6臺逆變器并聯(lián)運(yùn)行。在電網(wǎng)中注入0.4%的13次諧波電壓。逆變器的動作時序分別有0.4s、0.44s、0.48s三個時間節(jié)點(diǎn)。0.4s之前，6臺逆變器同時運(yùn)行；0.4s至0.44s，僅3臺逆變器運(yùn)行；0.44s至0.48s，僅2臺逆變器運(yùn)行；0.48s以后，僅1臺逆變器運(yùn)行。

圖9的頻譜分析圖可知逆變器的串聯(lián)諧振點(diǎn)隨系統(tǒng)并聯(lián)逆變器臺數(shù)的變化而變化，特定數(shù)量逆變器運(yùn)行的并網(wǎng)電流諧振點(diǎn)有：839Hz（1臺）、663Hz（2臺）、565Hz（3臺）、419Hz（6臺）。其中，當(dāng)系統(tǒng)僅2臺逆變器運(yùn)行時，并網(wǎng)電流的諧波畸變率最大（14.65%），這是因?yàn)殡娋W(wǎng)中含有13次諧波電壓，該諧波頻率恰好位于系統(tǒng)串聯(lián)諧振點(diǎn)附近。

圖10為采用諧波電流補(bǔ)償后多臺逆變器與電網(wǎng)串聯(lián)諧振電流I2，1響應(yīng)波形及頻譜。逆變器隨時間切機(jī)過程對第一臺逆變器輸出電流的諧波含量影響不大，串聯(lián)諧振峰值得到明顯的衰減。

5 結(jié) 論

多LCL型逆變器并聯(lián)并網(wǎng)運(yùn)行時，各臺逆變器存在三種類型的諧振現(xiàn)象：由自身逆變器輸出電流引起的諧振、由其他逆變器輸出電流引起的諧振、由電網(wǎng)諧波電壓引起的諧振。自身諧振和并聯(lián)諧振存在一個固定諧振點(diǎn)和一個可變諧振點(diǎn)。隨著并聯(lián)逆變器臺數(shù)的增加，自身諧振和并聯(lián)諧振的固定諧振點(diǎn)的峰值分別呈上升和下降趨勢，而兩者的可變諧振點(diǎn)的峰值都呈衰減趨勢并向低頻段遷移。串聯(lián)諧振點(diǎn)的峰值隨并聯(lián)逆變器臺數(shù)增加呈衰減趨勢。本文采用的諧波電流補(bǔ)償有源阻尼方案能夠有效抑制多逆變器之間的耦合諧振。

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