吳跨宇，蔡慧，盧岑岑，閻晗

（1.國(guó)網(wǎng)浙江省電力公司電力科學(xué)研究院，浙江 杭州 310014；2.中國(guó)計(jì)量學(xué)院機(jī)電工程學(xué)院，浙江 杭州 310018）

基于并網(wǎng)逆變器的變頻器電力電子負(fù)載研究與設(shè)計(jì)

吳跨宇1，蔡慧2，盧岑岑1，閻晗2

（1.國(guó)網(wǎng)浙江省電力公司電力科學(xué)研究院，浙江 杭州 310014；2.中國(guó)計(jì)量學(xué)院機(jī)電工程學(xué)院，浙江 杭州 310018）

設(shè)計(jì)了一種基于并網(wǎng)逆變器的變頻器電力電子可控負(fù)載，采用兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中基于PI調(diào)節(jié)器的電流單閉環(huán)控制策略。提出了該可控負(fù)載的電路參數(shù)設(shè)計(jì)方法，包括啟動(dòng)電路的設(shè)計(jì)、變壓器變比和逆變器輸出線電壓的設(shè)計(jì)。研究表明，該可控負(fù)載能提供可調(diào)的工作電流來模擬負(fù)載波動(dòng)，并且可以模擬不同類型的負(fù)載特性，證明了在變頻器測(cè)試系統(tǒng)中，采用并網(wǎng)逆變器負(fù)載作為可控模擬負(fù)載的方法是可行的。

并網(wǎng)逆變器；變頻器；電力電子負(fù)載；啟動(dòng)電路

無論是由于工藝還是節(jié)能的需要，變頻器在火力發(fā)電廠汽輪發(fā)電機(jī)組的輔機(jī)上得到了大量的應(yīng)用。變頻器輸入電源電壓波動(dòng)會(huì)影響變頻器的穩(wěn)定運(yùn)行，為提升低壓變頻器的高、低電壓穿越能力，目前常采用附加電壓支撐裝置方式解決晃電對(duì)變頻器穩(wěn)定運(yùn)行的影響［1］。

為檢驗(yàn)一類輔機(jī)低壓變頻器本身抗電壓波動(dòng)水平和在配置附加支撐裝置后的高、低壓穿越能力是否符合相關(guān)規(guī)范要求，需要開展輸入電源電壓波動(dòng)工況下的運(yùn)行測(cè)試。測(cè)試時(shí)可采用磁滯測(cè)功機(jī)、勵(lì)磁電機(jī)等模擬負(fù)載，但是耗能型負(fù)載不僅浪費(fèi)了能量，而且難以準(zhǔn)確模擬變頻器所帶輔機(jī)的負(fù)載特性［2］。除此，耗能型負(fù)載的功耗水平有限，僅限小功率變頻器簡(jiǎn)單測(cè)試應(yīng)用。為準(zhǔn)確模擬變頻器實(shí)際運(yùn)行工況，滿足大功率變頻器滿額運(yùn)行時(shí)的測(cè)試負(fù)載要求，本文設(shè)計(jì)了一種基于電力電子全控器件的變頻器可控負(fù)載，能模擬變頻器所帶的實(shí)際輔機(jī)負(fù)載特性，并實(shí)現(xiàn)測(cè)試裝置功率回饋電網(wǎng)的綠色測(cè)試。

1 采用三相并網(wǎng)逆變器作為模擬負(fù)載的變頻器測(cè)試系統(tǒng)方案

傳統(tǒng)變頻器實(shí)驗(yàn)室測(cè)試系統(tǒng)一般是將變頻器輸出直接連接帶負(fù)載裝置的電動(dòng)機(jī)，或者電動(dòng)機(jī)后同軸連接發(fā)電機(jī)等裝置將電能返回電網(wǎng)。傳統(tǒng)測(cè)試系統(tǒng)成本高、體積大，性價(jià)比不高；同時(shí)，由于電機(jī)繞組時(shí)間常數(shù)的存在，限制了其控制響應(yīng)速度，不能快速、準(zhǔn)確模擬各類輔機(jī)負(fù)載特性。

為解決變頻器傳統(tǒng)測(cè)試負(fù)載存在的弊端，基于并網(wǎng)逆變器的變頻器電力電子可控負(fù)載方法逐漸受到重視。本文設(shè)計(jì)了一種基于并網(wǎng)逆變器的變頻器電力電子可控負(fù)載，無需電動(dòng)機(jī)和發(fā)電機(jī)，在變頻器的輸出端直接接三相并網(wǎng)逆變器作為負(fù)載，由并網(wǎng)逆變器來模擬電動(dòng)機(jī)不同的運(yùn)行特性。整個(gè)測(cè)試系統(tǒng)將變得非常簡(jiǎn)潔，體積縮小、成本降低，幾乎所有能量都能回饋給電網(wǎng)［3］。

并網(wǎng)逆變器負(fù)載法構(gòu)成的變頻器測(cè)試方案如圖1所示，主電路結(jié)構(gòu)依次是前置變壓器、不控整流器、中間直流電容、逆變器、濾波器和后置變壓器。其中2個(gè)變壓器具有隔離功能，變頻器、逆變器、電網(wǎng)三者之間都是隔離的，提高系統(tǒng)的安全性并簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)。三相并網(wǎng)逆變器的輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，可實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為1。

圖1 并網(wǎng)逆變器負(fù)載法Fig.1 The way of grid-connected inverter load

為便于測(cè)試變頻器的抗負(fù)載變化的性能，通過逆變器反饋給電網(wǎng)的功率（電流）大小必須可調(diào)，以模擬電網(wǎng)輔機(jī)負(fù)載波動(dòng)的情況。由于電力電子裝置的時(shí)間常數(shù)小，響應(yīng)速度快，并網(wǎng)逆變器通過功率（電流）信號(hào)給定可以模擬不同的負(fù)載特性，它具有負(fù)載的精確、快速和任意負(fù)載特性的模擬能力。這是并網(wǎng)逆變器負(fù)載的最大優(yōu)點(diǎn)。另外，并網(wǎng)逆變器負(fù)載也很容易提高功率等級(jí)，滿足大功率變頻器的測(cè)試要求。

為驗(yàn)證上述方案的可行性，需要考慮以下問題：上電沖擊電流對(duì)濾波電容C2的影響，以及解決方法；變頻器運(yùn)行時(shí)，并網(wǎng)逆變器負(fù)載能否正常安全工作，能否提供所需的可控負(fù)載特性。

2 變頻器的并網(wǎng)逆變器負(fù)載設(shè)計(jì)

2.1 并網(wǎng)逆變器的分析

圖1中也給出了三相并網(wǎng)逆變器負(fù)載的結(jié)構(gòu)。三相并網(wǎng)逆變器由全橋IGBT電路構(gòu)成，輸出接濾波器，然后通過隔離變壓器并網(wǎng)。三相逆變器的輸入電源一般為直流電源［4］。

并網(wǎng)逆變器有不同的控制策略，如直接功率控制、預(yù)測(cè)控制等［5-6］。圖2給出了本文采用的一種簡(jiǎn)單三相并網(wǎng)逆變器控制策略，采用兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中基于PI調(diào)節(jié)器的電流單閉環(huán)控制策略，可直接設(shè)置有功電流和無功電流并分別采用PI調(diào)節(jié)。如圖3所示，相角信號(hào)由電壓信號(hào)經(jīng)PLL鎖相環(huán)得到，采用電流信號(hào)通過abc-dq坐標(biāo)變換得到Id和Iq，將Id與Id（*Iq與Iq*）進(jìn)行PI控制，得到Vd和Vq信號(hào)，然后進(jìn)行dq-abc反坐標(biāo)變換。這樣能使外部的輸入信號(hào)與內(nèi)部的振蕩信號(hào)同步，準(zhǔn)確地控制逆變器［7-8］。

圖2 三相逆變器的控制框圖Fig.2 Control block diagram of three-phase inverter

圖3 輸入直流電壓與調(diào)制系數(shù)的關(guān)系Fig.3 Relationship between DC voltage and the modulation index

如果并網(wǎng)逆變器要輸出確定數(shù)值的線電壓，要求其輸入直流電壓需大于某個(gè)門檻值UdT,否則逆變器無法輸出期望功率給電網(wǎng)。對(duì)于三相電壓型逆變電路，輸出線電壓幅值Uinvlm應(yīng)該符合：

逆變器返回功率給電網(wǎng)，需要克服輸出濾波器電感上的壓降，所以逆變器的線電壓需大于后置變壓器的二次側(cè)線電壓UT2l，即有：

因此有：

考慮功率器件的損耗和電感上的壓降（輸出功率越大，電感上的壓降越大），可取門檻電壓

此處一般k＞1。例如，當(dāng)k=1.15，UT2l=380 V時(shí)，UdT≈618V。

對(duì)此進(jìn)行仿真驗(yàn)證，電網(wǎng)線電壓380 V；C2= 12 000 μF；后置變壓器變比為1；LC濾波器電感500 μH，電容30 μF，電容串聯(lián)1 Ω電阻；設(shè)定并網(wǎng)逆變器功率50 kW，UT2l=380 V。

圖3給出了C2電壓與調(diào)制系數(shù)近似反比的關(guān)系。仿真表明，當(dāng)輸入直流電壓Ud≥624 V時(shí)m＜1，并網(wǎng)逆變器能夠輸送期望能量給電網(wǎng)；當(dāng)Ud＜624 V時(shí)m＞1，逆變器輸出的功率小于期望功率，處于過調(diào)制狀態(tài)。由此可見，對(duì)于確定的輸出電壓，并網(wǎng)逆變器能反饋給電網(wǎng)額定功率的前提是并網(wǎng)逆變器的輸入直流電壓必須大于門檻電壓。仿真得到的UdT=624 V，與理論值接近。

2.2 并網(wǎng)逆變器負(fù)載的研究與設(shè)計(jì)

針對(duì)圖1所示的并網(wǎng)逆變器負(fù)載，還需要對(duì)變壓器變比和并網(wǎng)逆變器輸出電壓進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)；由于直流電容C2在啟動(dòng)過程中會(huì)有沖擊電流，需要設(shè)計(jì)啟動(dòng)限流電路。之后，需研究分析并網(wǎng)逆變器負(fù)載的上電啟動(dòng)過程以及負(fù)載變化過程，以驗(yàn)證方案設(shè)計(jì)的可行性和正確性。最后還要驗(yàn)證該裝置能否輸出可控的負(fù)載特性。

2.2.1 變壓器變比和并網(wǎng)逆變器輸出電壓參數(shù)設(shè)計(jì)

一般變頻器輸出線電壓最大值Usm=380 V，不接前置變壓器或前置變壓器的變比為1時(shí)，經(jīng)不控整流以后，直流電容C2的空載電壓為Udm≈513 V。在上一節(jié)提到，門檻電壓UdT≈618V，當(dāng)逆變器輸入直流電壓Udm小于UdT時(shí)，調(diào)制系數(shù)m＞1，同時(shí)保證不了逆變器輸出線電壓能夠達(dá)到380 V，無法輸出期望電流來滿足可控性要求。為此有2種解決方法：一是前置變壓器升壓，升高變頻器的輸出電壓，這要提高后續(xù)器件的耐壓要求；二是后置變壓器降壓，降低并網(wǎng)逆變器的輸出電壓。因?yàn)椴⒕W(wǎng)逆變器的輸出電壓降低后，輸入直流的門檻電壓要求也隨之降低。因此第2種方法比較合理。

為簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)，取前置變壓器的變比KT1=1。設(shè)后置變壓器的變比為KT2，電網(wǎng)線電壓Us= 380 V，則有：

因此C2電壓允許的變化范圍：

由于變頻器輸出電壓與C2電壓的關(guān)系成正比，也和頻率設(shè)定指令基本上成正比，所以頻率的變化范圍：

因此可以得到最小給定頻率：

以上分析結(jié)果表明，變頻器頻率在 fmin和 fN之間變化時(shí)，并網(wǎng)逆變器m＜1，能輸出期望功率。

若取 fmin=30 Hz，那么由式（9）可算得KT2≈0.5，此時(shí)UT2l=190 V，UdT≈310 V。在式（9）其它參數(shù)不變的情況下，fmin和KT2成正比。

2.2.2 啟動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

變頻器和并網(wǎng)逆變器上電會(huì)在直流電容C2上產(chǎn)生沖擊電流，因此需要上電限流電路作為保護(hù)。如圖4所示，不控整流器輸出等效為可變直流電源Ud1，并網(wǎng)逆變器等效為直流電源Ud2。需指出的是，Ud1具有單向性。

圖4 上電限流電路的等效電路Fig.4 Equivalent circuit of power-limiting circuit

圖4a中，限流電路在Ud1和C2中間。采用疊加法分析，只考慮Ud1時(shí)，C2被短路，電阻Rst2起到限流作用；但只考慮Ud2時(shí)，由于不控整流器電流的單向性，電阻Rst2支路相當(dāng)于斷開，C2和Ud2串聯(lián)形成回路，無限流作用。所以這種設(shè)計(jì)不可行。

圖4b中，限流電路在C2和Ud2中間。只考慮Ud1時(shí)，C2和Rst2并聯(lián)在Ud1兩端，由于變頻器的輸出都是斜坡增大的，所以Ud1是慢慢變大的，基本不會(huì)產(chǎn)生沖擊電流；只考慮Ud2時(shí)，由于不控整流器電流的單向性，Rst2，C2和Ud2三者串聯(lián)形成回路，電阻起到了限流作用。所以此時(shí)啟動(dòng)電路的位置是正確的。只考慮Ud2時(shí)，C2上的電壓如下式所示，按指數(shù)規(guī)律上升至穩(wěn)定值。

繼電器的閉合時(shí)間Tr2應(yīng)大于等于電壓的調(diào)節(jié)時(shí)間，此處可取

取C2=12 000 μF，Rst2=5 Ω，旁路時(shí)間Tr2=0.35 s，結(jié)果如圖5所示。當(dāng)上電限流電路置于C2左邊，變頻器啟動(dòng)瞬間，通過它的電壓峰值達(dá)到850 V（見圖5a），啟動(dòng)沖擊電流很大。上電限流電路置于C2右邊，變頻器啟動(dòng)瞬間，通過它的電壓平緩上升，沒有出現(xiàn)較大波動(dòng)（見圖5b），啟動(dòng)沖擊電流較小。因此，選擇把上電限流電路置于電容右邊。

圖5 電容C2電壓和電流Fig.5 Voltage and current of capacitor2

2.2.3 運(yùn)行過程分析

由圖1方案仿真，電網(wǎng)380 V/50 Hz；變頻器的頻率設(shè)為50 Hz，速度上升/下降斜率分別為2，-1，其中Rst1=4 Ω，Tr1=0.25 s，C1=12 000 μF；前置變壓器KT1=1；Rst2=5 Ω，Tr2=0.35 s，C2=12 000 μF；LC濾波器電感500 μH，電容30 μF，電容串聯(lián)1 Ω電阻；并網(wǎng)逆變器功率50 kW，輸出電壓380 V/50 Hz，KP=0.2，KI=2；后置變壓KT2=0.5。有功電流I*d在1.5 s時(shí)由1變?yōu)?.6；無功電流設(shè)為0。

負(fù)載運(yùn)行過程如圖6所示，圖6a～圖6d的波形分別為C2電壓、調(diào)制系數(shù)、并網(wǎng)逆變器A相電流、并網(wǎng)逆變器有功功率。由于變頻器的輸出是軟啟動(dòng)過程，C2電壓在t1=0.3 s前慢慢增至最大值，隨后減??；t1之后，變頻器通過整流器給C2充電，C2電壓繼續(xù)升高，隨后由于變頻器輸出電壓不再升高，C2電壓穩(wěn)定在460 V。

圖6 并網(wǎng)逆變器負(fù)載運(yùn)行過程Fig.6 Running process of grid-connected inverter load

t1之前，并網(wǎng)逆變器電流（a相）起初有1個(gè)啟動(dòng)電流，此時(shí)與a相電壓反相，功率為負(fù)，此時(shí)逆變器從電網(wǎng)吸收功率給C2充電。t1以后，變頻器能量被并網(wǎng)逆變器反饋回電網(wǎng)。0.9 s之后穩(wěn)定，調(diào)制系數(shù)m=0.69，電流峰值為1，有功功率約為50 kW；1.5 s以后，也很快穩(wěn)定，調(diào)制系數(shù)m= 0.65，電流峰值為0.6，有功功率約為30 kW。

以上結(jié)果表明，上電時(shí)電網(wǎng)通過逆變器對(duì)直流電容充電，變頻器并沒有對(duì)電容充電，此時(shí)變頻器無輸出電流；變頻器輸出電壓升至一定值后，變頻器才對(duì)電容充電，此時(shí)并網(wǎng)逆變器將變頻器的能量反饋給電網(wǎng)。結(jié)果也證明了并網(wǎng)逆變器負(fù)載可以為變頻器提供可調(diào)的負(fù)載波動(dòng)。實(shí)際裝置設(shè)計(jì)時(shí)，可以按照需要設(shè)計(jì)各種類型的負(fù)載波動(dòng)，只要不超出并網(wǎng)逆變器的額定功率即可。

2.2.4 負(fù)載可控性能的分析

為驗(yàn)證負(fù)載的可控性，此處設(shè)定一個(gè)變化的速度指令，同時(shí)讓頻率命令標(biāo)幺化后作為有功電流設(shè)定命令［9］。另外，此處變頻器的下降斜率改為-2，其它仿真參數(shù)同2.2.3節(jié)的參數(shù)。如圖7所示，此處頻率設(shè)定為：一開始50 Hz，0.9 s后變?yōu)?3.3 Hz；1.5 s后變?yōu)?0 Hz?？梢钥闯?，雖有超調(diào)和過渡過程，但功率輸出和有功電流設(shè)定（頻率設(shè)定命令）基本成正比。當(dāng)其它條件不變，0.9 s后頻率變?yōu)?5 Hz，則在1.2～1.5 s間，功率輸出為0，這說明并網(wǎng)逆變器已經(jīng)停止反饋功率給電網(wǎng)。這是因?yàn)椋?.2 s以后，C2電壓已經(jīng)小于實(shí)際門檻電壓。

圖7 頻率設(shè)定最小值為33.3 Hz的運(yùn)行過程Fig.7 Running process at 33.3 Hz as minimal frequency

以上仿真證明，當(dāng)變頻器的頻率設(shè)定大于fmin時(shí)，并網(wǎng)逆變器負(fù)載可輸出與變頻器頻率成正比的功率，具有可控性。對(duì)應(yīng)不同的后置變壓器變比KT2，fmin也不同，KT2越小，fmin也越小。

3 結(jié)論

本文采用并網(wǎng)逆變器負(fù)載法設(shè)計(jì)了一種以并網(wǎng)逆變器為核心部件的變頻器測(cè)試用模擬負(fù)載。分析表明，并網(wǎng)逆變器負(fù)載能提供可調(diào)的電流來模擬負(fù)載波動(dòng)，證明了采用并網(wǎng)逆變器負(fù)載法來構(gòu)建變頻器測(cè)試系統(tǒng)的可行性。同時(shí)，文章仿真分析了并網(wǎng)逆變器負(fù)載具有的可控性能，能模擬不同類型的負(fù)載特性。相比傳統(tǒng)的勵(lì)磁電機(jī)負(fù)載法和發(fā)電機(jī)負(fù)載法，能有效將變頻器的能量回饋給電網(wǎng)，負(fù)載特性可控，具有較好的實(shí)用性。

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Research and Design of Power Electronic Load for the Transducer Based on Grid-connected Inverter

WU Kuayu1，CAI Hui2，LU Cencen1，YAN Han2
（1.State Grid Zhejiang Electric Power Research Institute，Hangzhou 310014，Zhejiang，China；2.College of Mechanical and Electrical Engineering，China Jiliang University，Hangzhou 310018，Zhejiang，China）

A controllable power electronic load for transducer based on grid-connected inverter was designed，with current closed-loop control strategy based on PI regulator in the two phase rotating reference frame.An approach for this controllable load was presented to design circuit parameters，including the startup circuit，ratio of transformer and output line voltage value of inverter.According to the research，the controllable load could provide adjustable work current to simulate the load fluctuations and various kinds of load characteristics.It is proved that the approach to build controllable analogous load based on grid-connected inverter is effective.

grid-connected inverter；transducer；power electronic load；start-up circuit

TM402

A

10.19457/j.1001-2095.20161017

2015-08-13

修改稿日期：2016-03-15

吳跨宇（1979-），男，碩士，高級(jí)工程師，Email：fuzzywky@qq.com