羅皓澤 李武華 何湘寧

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高壓P-i-N二極管關(guān)斷瞬態(tài)綜合失效機理分析

羅皓澤 李武華 何湘寧

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027）

針對商用高電壓大功率多芯片P-i-N二極管在鉗位型電感負(fù)載電路中，在額定電氣參數(shù)下發(fā)生的瞬態(tài)失效現(xiàn)象，分別從電路布局和器件機理層面討論了各因素對二極管芯片失效的作用影響。首先，通過考察二極管模塊內(nèi)部失效芯片的位置和故障波形，得出整個電力電子裝置的可靠性是由失效風(fēng)險最高的局部芯片決定而非由功率模塊的堅固性決定。其次，根據(jù)二極管芯片在深度動態(tài)雪崩情況下所產(chǎn)生絲狀電流的現(xiàn)象，得出由芯片電流密度不均所引發(fā)的結(jié)溫-電流密度正反饋機制是導(dǎo)致多芯片功率模塊失效的最終原因。最后，根據(jù)失效表征與測試條件，提出了由綜合失效誘因?qū)е碌亩嘈酒K動態(tài)失效新模式。結(jié)論表明本文討論的大功率多芯片模塊所發(fā)生的失效現(xiàn)象，是多失效誘因綜合作用所引發(fā)的，而非單一因素超限的結(jié)果。

大功率電力電子器件 電流密度不均 瞬態(tài)熱失控 雪崩擊穿 綜合失效機理

0 引言

以絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）為代表的全控型器件因其開關(guān)速度高、導(dǎo)通損耗低以及過電流能力強等優(yōu)點被廣泛應(yīng)用于機車牽引、風(fēng)力發(fā)電和柔性直流輸電等高電壓大功率電力變換應(yīng)用場合[1,2]。據(jù)調(diào)研表明，工業(yè)應(yīng)用中功率器件的失效率在失效元器件里面占有率最高，占總失效率的31%[3]。因此功率模塊的可靠性也成為了制約電力電子裝備安全運行的瓶頸之一。在現(xiàn)有的電力電子裝備運行中，IGBT的性能發(fā)揮往往被其反并聯(lián)續(xù)流二極管性能所限制。高壓二極管（1 700V及以上）通常采用P-i-N結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)與普通低壓PN結(jié)二極管相比，在反向恢復(fù)時期，需要更多的時間來抽出或者復(fù)合其基區(qū)的過剩載流子[4,5]。所以P-i-N結(jié)構(gòu)的高壓二極管關(guān)斷時間更長且反向恢復(fù)損耗更大。相應(yīng)地，反向恢復(fù)電流不僅限制了IGBT的開關(guān)速度，還增加了IGBT的電流應(yīng)力，并進(jìn)一步增加IGBT的開關(guān)損耗，同時在雜散電感上感應(yīng)的電壓過沖還增加了功率器件的過電壓失效風(fēng)險。因此研究高壓二極管在運行工況下的失效模式，對大功率電力電子裝置可靠性的提升具有重要的作用。國內(nèi)外學(xué)者在大功率器件失效分析的研究中，主要集中在IGBT等有源開關(guān)器件[6-8]。而針對高壓大容量二極管的失效分析較少，且主要集中在以下三個方面：①專注于功率芯片物理層面的失效機理[9-11]；②制造工藝環(huán)節(jié)的不良設(shè)計[12]；③非典型工況下的極限測試[13]。

在眾多的功率P-i-N二極管失效分析的文獻(xiàn)討論中，較少計及開關(guān)動態(tài)的失效分析，且大多缺乏失效瞬態(tài)過程的電氣應(yīng)力波形分析。而失效后的最終損壞結(jié)果又不利于探討器件的真實失效原因。其次失效結(jié)果與失效原因之間的討論缺乏系統(tǒng)性關(guān)聯(lián)。本文以3 300V/800A高電壓大功率P-i-N二極管在額定電壓、額定電流以及最高結(jié)溫限制的范圍內(nèi)，其關(guān)斷瞬態(tài)發(fā)生的失效現(xiàn)象為研究對象，以失效瞬態(tài)的電氣暫態(tài)波形為分析基礎(chǔ)，將功率電路布局、多芯片功率模塊的結(jié)構(gòu)特點、P-i-N二極管技術(shù)特征、功率芯片高溫特性、雪崩擊穿的不良影響等重要因素納入失效模式的分析中，通過對高壓P-i-N二極管的失效表征與對應(yīng)的失效模式進(jìn)行討論，提出了由綜合因素作用觸發(fā)功率芯片內(nèi)部的結(jié)溫正反饋機制，是導(dǎo)致高壓P-i-N二極管可靠性降低，最終引發(fā)裝置失效的主要原因。

1 測試條件及失效現(xiàn)象

1.1 大功率模塊開關(guān)特性測試裝置

高電壓大功率模塊的開關(guān)特性測試，是大功率變流器的設(shè)計基礎(chǔ)。采用離線測試手段并輔以等效試驗法，通過改變運行環(huán)境參數(shù)，驅(qū)動參數(shù)和線路參數(shù)，可以獲得大功率模塊在不同溫度、寄生參數(shù)、電壓和電流下的動態(tài)開關(guān)特性，進(jìn)而模擬功率模塊在典型應(yīng)用工況及極限應(yīng)力下的動態(tài)特征表現(xiàn)[14]。圖1顯示了帶電感負(fù)載的兩電平半橋拓?fù)錅y試電路及其測試方法時序圖[15]，待測器件為某款3 300V/ 800A高壓IGBT模塊（簡稱為“模塊”）。由圖1a可知，兩只相同的模塊安裝在加熱板上，其中模塊1（S1和S2）作為開關(guān)器件，模塊2中的反并聯(lián)二極管（VD1和VD2）作為續(xù)流二極管。從模塊的外部端子來看，每個模塊可看成是兩只功率器件并聯(lián)運行，且共用一個驅(qū)動。測試方法采用雙脈沖測試法[15]。圖1b顯示了雙脈沖測試方法的時序圖及關(guān)鍵波形。第一個脈沖為集電極電流c的建立過程。當(dāng)模塊1的c達(dá)到期望測試電流點時，關(guān)斷模塊1從而獲得模塊1的關(guān)斷特性。隨后負(fù)載電流L在負(fù)載電感及其換流二極管內(nèi)續(xù)流。此后第二個脈沖再次開通待測模塊1，此時可捕獲模塊1的開通特性及其換流二極管（VD1和VD2）的關(guān)斷特性。

（a）大功率IGBT模塊及開關(guān)特性測試電路

（b）雙脈沖測試法測試時序及關(guān)鍵波形

圖1 大功率IGBT模塊動態(tài)特性測試平臺及測試時序圖

Fig.1 Diagrams of dynamic test platform with high power IGBT module and test sequence

1.2 多芯片大功率模塊失效現(xiàn)象

圖2顯示了開關(guān)特性測試電路的布局結(jié)構(gòu)及某額定測試條件下，失效芯片的位置。失效發(fā)生時刻為負(fù)載電流從模塊2的續(xù)流二極管換流至下橋臂模塊1的IGBT時刻。在待測模塊內(nèi)部，4只IGBT芯片與2只二極管芯片組成一個DBC襯底，4個DBC襯底共用一塊基板。整個IGBT模塊一共包含有16個IGBT芯片，8個二極管芯片，且二極管芯片依次排布在兩組IGBT芯片的中間。圖2還顯示了模塊內(nèi)部失效芯片的具體位置，失效芯片的位置出現(xiàn)在靠近換流內(nèi)層回路。作為IGBT的模塊只損壞了一只IGBT芯片，其余芯片完好；作為續(xù)流二極管的模塊，只損壞了1只二極管芯片，其余芯片完好。

圖2 半橋測試電路母線排布局及模塊失效芯片位置

圖3顯示了失效芯片的表征情況，待測的高壓二極管芯片表面是陽極，陰極在芯片底部，無法直接觀察。

（a）失效前完好芯片 （b）失效損壞芯片

圖3 二極管芯片失效前后對比

Fig.3 Comparison of undamaged chip and failure chip

本文僅分析高壓P-i-N二極管的關(guān)斷失效機制。根據(jù)二極管芯片失效位置以及失效前后征狀對比，失效的外在表征如下：①靠近母線換流回路內(nèi)層的二極管損壞；②約一半面積的芯片受損，綁定線炸斷，巨大能量從芯片底部的陰極釋放出來；③位于芯片底部的邊緣（即終端處）損壞情況最嚴(yán)重，破損口很深，且處于陰極部位。下面逐步分析討論上述三方面失效現(xiàn)象的原因。

2 失效瞬態(tài)電氣參數(shù)分析

2.1 開通瞬態(tài)失效波形分析

圖4顯示了動態(tài)測試平臺捕獲的大功率模塊1中IGBT在開通時刻的瞬態(tài)失效波形。失效發(fā)生時刻的測試條件如下：功率模塊的芯片結(jié)溫為75℃，dc=2 000V，L=600A。圖4中ce為下管IGBT的集電極-發(fā)射極的電壓波形，c為流過同軸電阻上的電流波形，VD為二極管的電壓波形。根據(jù)圖4失效波形，將分為以下8個階段進(jìn)行分析。

圖4 大功率IGBT模塊1開通失效波形

階段1（0～1）：0時刻下管IGBT處于關(guān)斷狀態(tài)，并承受2 000V母線電壓；續(xù)流二極管流經(jīng)全部負(fù)載電流L，此時二極管壓降為通態(tài)壓降。

階段2（1～2）：當(dāng)門極電壓達(dá)到閾值電壓時，下管IGBT開始導(dǎo)通。同時集電極電壓ce開始下降，續(xù)流二極管電流VD也開始下降，電流下降速度近似常數(shù)dVDd=dc/s，其中s為換流回路雜散電感總和。相應(yīng)地c也以同一速率上升，且dcd在s上會使ce電壓產(chǎn)生一個瞬態(tài)下跌。當(dāng)c上升至負(fù)載電流時，二極管開始進(jìn)入反向恢復(fù)過程，反向恢復(fù)電流是由基區(qū)中等離子區(qū)的抽取來維持的。當(dāng)P+n-結(jié)附近的等離子區(qū)消失時，耗盡層開始形成；此時二極管開始承受反壓。當(dāng)?shù)入x子區(qū)縮減到某一程度時，剩余的載流子濃度不足以維持以之前速度增長的反向電流，隨即通過調(diào)整減小dVDd來實現(xiàn)剩余載流子濃度與電流變化率的平衡。當(dāng)二極管電流變化率dVDd=0時，反向恢復(fù)電流rr達(dá)到峰值700A，此時有

在2時刻二極管的反向恢復(fù)電流達(dá)到峰值rr后，開始減小。

階段3（2～3）：當(dāng)?shù)入x子區(qū)中剩余載流子的濃度不能繼續(xù)維持反向電流時，隨即反向恢復(fù)電流開始下降，此時的下降速率dVDd由二極管本身的特性決定。且其在雜散電感上感應(yīng)的電壓將在3時刻使得d達(dá)到最大值。

階段4（3～4）：反向恢復(fù)電流繼續(xù)下降，其下降速率要低于階段3。因而可推斷在階段3的末尾，P+n-結(jié)附近發(fā)生了輕微動態(tài)雪崩。雪崩產(chǎn)生的電子和空穴對在電場的作用下分別向陰極和陽極漂移，產(chǎn)生相應(yīng)的電子電流和空穴電流來減緩了反向恢復(fù)電流的下降速度。即此階段內(nèi)存在額外部分的電流來抑制反向恢復(fù)電流的下降。較低的dVDd使雜散電感上的電壓過沖降低，VD電壓開始下降。

階段5（4～5）：VD進(jìn)一步向阻斷電壓恢復(fù)。由雪崩效應(yīng)產(chǎn)生的電子電流和空穴電流抑制了反向恢復(fù)電流的迅速減小，形成一個電流拖尾現(xiàn)象。此外雪崩產(chǎn)生的空穴漂向P+n-結(jié)，提高了P+n-結(jié)附近空間電荷區(qū)的電場強度，從而使反向VD電壓升高。

階段6（5～6）：從5時刻開始，二極管電壓從1 800V開始驟跌，由于電路中雜散電感與下管IGBT的影響，c沒有開始突變。當(dāng)二極管電壓降至600V左右時，c開始飆升。此時IGBT還處于有源區(qū)，可以承受一定的短路電流，因此在這一階段IGBT的壓降沒有顯著變化。

階段7（6～7）：從6時刻開始，c從800A飆升至2 000A，并在7時刻后超出示波器量程。此刻二極管反向電流VD也直線上升，c=VD+L。而其電壓VD與IGBT的端電壓ce保持不變，這一階段持續(xù)約200ns?？梢酝茢喑鯥GBT還未進(jìn)入飽和區(qū)，仍舊在放大區(qū)，并且c還未升至IGBT的短路電流極限值。由于二極管電壓探頭兩端之間不僅包含二極管芯片，還含有模塊內(nèi)部的雜散電感sd。因而該階段中VD并不是二極管芯片的實際壓降。假設(shè)二極管芯片電壓為dp，則有

因此，在本階段內(nèi)失效芯片的實際電壓dp遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于測試結(jié)果。

階段8（7～8）：圖5所示為第8階段二極管電壓測試圖。在7時刻，短路電流超出示波器量程。IGBT在承受極限短路電流的情況下，開始由放大區(qū)進(jìn)入到飽和區(qū)，其特征是c電壓開始逐漸升高。其次反向雪崩電流上升率逐漸減小，其在雜散電感上感應(yīng)電壓也逐漸減小。可以推斷在8時刻，短路電流變化率為零，母線電壓dc=ce+VD。二極管電

圖5 第8階段二極管電壓測試圖

壓仍舊維持約200V水平，此時IGBT并沒有損壞跡象。圖6顯示了失效瞬態(tài)時，二極管故障功耗波形rVD，故障電壓波形VD，故障電流波形c和正常電流波形ca。其中，a時刻為二極管峰值功率出現(xiàn)時刻，為2 200kW，P-i-N二極管芯片的峰值功率密度約為260kW/cm2，b時刻為二極管失效時刻。根據(jù)失效波形，可得初步的結(jié)果分析：

圖6 集電極電流ic失效前后的對比情況和二極管耗散功率

（1）反并聯(lián)二極管首先損壞，二極管的失效現(xiàn)象首先是阻斷電壓先驟跌，失去反向阻斷能力，隨即反向電流開始飆升。

（2）下管IGBT在開通瞬態(tài)還未出現(xiàn)失效。從二極管失效到IGBT開始進(jìn)入飽和區(qū)大概有約300ns時間，進(jìn)入飽和區(qū)標(biāo)志是IGBT的端電壓開始上升。

（3）在二極管失效時刻，并不是承受峰值功率的時刻，而是在反向恢復(fù)末尾階段。其次二極管所承受的峰值電壓與峰值電流并未超出額定限制值，且還有很足的裕量。

上述失效波形的測量，均是對功率模塊外部端子的測試。其獲得的電氣參數(shù)是模塊內(nèi)部多支功率芯片并聯(lián)運行的總結(jié)果。雖然模塊總體上沒有直接表現(xiàn)出過電壓和過電流現(xiàn)象，但是對于多芯片大功率模塊而言，內(nèi)部的芯片可能出現(xiàn)功率分配不均，從而導(dǎo)致模塊失效情況發(fā)生[16]。

3 電路級失效誘因分析

圖7顯示了半橋拓?fù)涠O管關(guān)斷換流時刻的等效電路。dc為母線電容組，p1與p2為正母線雜散電感；n1與n2為負(fù)母線雜散電感；h1、h2、s1與s2為IGBT模塊內(nèi)部芯片與外部功率端子連接的寄生電感總和；com為母線公共電感。

圖7 含雜散電感的多芯片IGBT模塊開通換流等效電路

當(dāng)下管IGBT模塊開通時，負(fù)載電流從二極管VD1和VD2換至開關(guān)管S1和S2。在整個換流過程中，由基爾霍夫定律可知

將式（4）～式（6）聯(lián)立可得

假設(shè)環(huán)路電感h2+p2+s2+n2＞h1+s2，且假設(shè)二極管VD1與VD2反向恢復(fù)特性一致，開關(guān)管S1與S2開通特性一致，則有

可知在IGBT模塊1開通的換流過程中，由于換流回路中的雜散電感總和不一致，導(dǎo)致了換流回路1和回路2的dcd不一致，即動態(tài)電流分配不均勻。即使在開通換流過程結(jié)束后，支路電流c1=c2,由于動態(tài)電流分配不均，開關(guān)管S1與S2在開通時刻的峰值功率將有所不同。承受較高峰值功率的芯片將存在較高的失效風(fēng)險。此外，假設(shè)換流回路完全對稱時，即h2+p2+s2+n2=h1+s2時，可得

式（5）可以改寫為

假設(shè)存在個開關(guān)管并聯(lián)運行且同時動作時，其支路1的二極管瞬態(tài)電壓表達(dá)式為

由式（11）可知，由于公共電感com的存在，即便是各支路上芯片換流速度一致，額定分配的dcd仍舊會在雜散電感上產(chǎn)生過電壓施加在內(nèi)部芯片[17]，其實際的運行功率將大于其額定分配功率。綜上分析可得模塊內(nèi)部多芯片存在動態(tài)功率分配不均的原因為：其一是換流回路的不對稱和功率器件換流速度不一致性，將致使芯片之間的動態(tài)功率分配不均。其二是公共電感過大，導(dǎo)致多芯片模塊中部分芯片的動態(tài)功率超出其自身額定分配功率。

圖8顯示了測試點為1 600V/400A/125℃時，圖7中二極管VD1和VD2在反向恢復(fù)時期的功率分配不均的情況。不對稱的換流回路導(dǎo)致了瞬態(tài)功率分配不均的現(xiàn)象。然而換流回路不均是電路級失效因素的表征，只能確定失效風(fēng)險最高的芯片區(qū)域位置，功率器件的失效機理還仍需從芯片級的角度分析。

圖8 換流二極管動態(tài)功率分配不均圖

4 芯片級失效誘因分析

根據(jù)上述電路級分析以及失效表征對比，P-i-N二極管并未直接因過電壓或過電流等因素而失效。根據(jù)圖4與圖6波形，二極管未在峰值功耗附近發(fā)生失效，進(jìn)而初步排除瞬態(tài)過熱失效。結(jié)合失效前后對比發(fā)現(xiàn)，圖3中二極管的陰極與邊緣處的損壞情況最為嚴(yán)重。因此本實例根據(jù)多芯片大功率模塊的特點，從并聯(lián)芯片瞬態(tài)的動態(tài)電流密度不均的角度出發(fā)，重新討論動態(tài)雪崩擊穿失效機理。

研究表明當(dāng)硅基功率二極管的功率密度達(dá)到250kW/cm2時，即可觸發(fā)硅基功率器件的動態(tài)雪崩擊穿[18]。根據(jù)圖6顯示的峰值功率，可以進(jìn)一步推斷二極管芯片在第三階段內(nèi)可能就已發(fā)生了動態(tài)雪崩。由于功率器件在經(jīng)歷動態(tài)雪崩期間，基區(qū)剩余載流子的運動情況非常復(fù)雜，文獻(xiàn)[19]依據(jù)空間電荷區(qū)的電離程度不一，將動態(tài)雪崩現(xiàn)象細(xì)劃分成三種層次。在第一層次的雪崩擊穿情況下，空間電荷區(qū)電離出的電子電荷向N+極移動的過程中，會復(fù)合一部分空穴，進(jìn)而削弱峰值場強，抑制雪崩過程的擴大。隨著反向電流密度的增大，二極管發(fā)生第二層次的雪崩擊穿。其特點是碰撞電離發(fā)生在P+n-區(qū)域，且伴隨負(fù)微分電阻效應(yīng)。負(fù)微分電阻區(qū)的特征容易誘發(fā)芯片局部電流集中，即：“絲狀電流（filament current）”的出現(xiàn)。然而有兩個重要的因素會限制負(fù)微分電阻效應(yīng)導(dǎo)致災(zāi)難性后果，其一碰撞電離率具有負(fù)溫度系數(shù)；其二是大電流密度下形成的絲狀電流會不斷的移動，難以在某一固定位置持續(xù)發(fā)熱[20]。因此，第一和第二層次的雪崩擊穿是一個自限制過程，且失效風(fēng)險最高的區(qū)域在二極管的陽極附近。當(dāng)發(fā)生第三層次的雪崩擊穿時，其形成原理如圖9所示[21]。圖9中，半島體的物理參數(shù)用和表示。表示空穴，表示電子。在反向恢復(fù)階段開始后，空間電荷區(qū)首先會在P+n-結(jié)處形成，等離子層內(nèi)剩余的空穴將穿越已經(jīng)形成的空間電荷區(qū)到達(dá)陽極。雪崩擊穿首先發(fā)生在二極管的陽極附近，碰撞電離出的多余電荷av與av分別向陽極與陰極方向移動。此時陽極附近耗盡層內(nèi)的有效正電荷密度eff將由摻雜濃度和穿越的載流子濃度共同決定，即

式中，D為基區(qū)摻雜濃度；h為空穴濃度，其計算

圖9 簡化的雙邊動態(tài)雪崩示意圖

式為

式中，p為空穴電流密度；sat為空穴飽和遷移率；為電子常數(shù)。當(dāng)電離出的電子av與等離子體抽出的電子e大于n-N+結(jié)附近耗盡層的摻雜濃度時，這個區(qū)域的電場分布為

當(dāng)陰極附近的電場強度過高時，將會引發(fā)陰極側(cè)的雪崩擊穿現(xiàn)象。那么雪崩擊穿現(xiàn)象同時出現(xiàn)在P+n-結(jié)以及n-N+結(jié)處。n-N+結(jié)處碰撞電離產(chǎn)生的空穴在向陽極移動的過程中，又會增加P+n-結(jié)的該處的動態(tài)雪崩。第三層次的動態(tài)雪崩會在陽極和陰極出同時出現(xiàn)絲狀電流。由于陽極絲狀電流會不斷的移動來避免熱聚集效應(yīng)；而陰極產(chǎn)生的絲狀電流位置基本固定不變，僅能通過碰撞電離率的負(fù)溫度系數(shù)效應(yīng)緩慢的移動。因此，陰極處n-N+結(jié)發(fā)生動態(tài)雪崩現(xiàn)象極易形成固定位置的絲狀電流，局部芯片溫度在短時間內(nèi)急劇上升，從而引發(fā)熱擊穿失效機理。由上述三種動態(tài)雪崩的分析可知，避免二極管由輕度動態(tài)雪崩惡化至第三層次的雙邊動態(tài)雪崩是保護P-i-N二極管的關(guān)鍵。以硅基P-i-N高壓二極管為例，其動態(tài)雪崩擊穿電壓cirt表達(dá)式為[22]

在式（15）中，反向電流密度是平均值概念，然而多芯片大功率模塊內(nèi)部的部分芯片，在動態(tài)換流過程中，其瞬態(tài)電流密度是會超過平均電流密度的。又因為載流子飽和速率sat都受結(jié)溫影響，且隨溫度的升高而下降[23]。因此，圖4中二極管反向恢復(fù)期間內(nèi)僅承受1 800V電壓時就出現(xiàn)因動態(tài)雪崩而引發(fā)陰極側(cè)的失效現(xiàn)象?？梢缘贸霰纠C理是典型的局部芯片由于動態(tài)雪崩擊穿引發(fā)的“絲狀電流”現(xiàn)象，其表現(xiàn)為熱正反饋擊穿的失效機制，最終導(dǎo)致整只大功率模塊失效。

5 綜合失效機理模式分析

通過對上述二極管動態(tài)失效機理的分析，并結(jié)合本例中二極管芯片的最終失效表現(xiàn)。從而提出了一種P-i-N二極管的綜合失效模式，圖10顯示了該綜合失效因素的關(guān)系圖。方框內(nèi)表示電路級的外部因素，圓框內(nèi)表示芯片級的失效誘因。由于大功率多芯片模塊與功率回路的不對稱，導(dǎo)致了靠近功率回路的芯片承擔(dān)最高的失效風(fēng)險。這一現(xiàn)象可以確定圖2中部分受損芯片的位置情況。

圖10 本實例二極管綜合失效模式

隨著測試電壓與電流的增加，二極管在反向恢復(fù)過程中的平均峰值功率也逐步逼近雪崩擊穿閾值。根據(jù)受損芯片在陰極和邊緣處損壞最嚴(yán)重的現(xiàn)象，可以推斷出n-N+結(jié)發(fā)生嚴(yán)重的動態(tài)雪崩。n-N+結(jié)發(fā)生第三層動態(tài)雪崩的特征是在陰極處形成位置基本不動的絲狀電流。絲狀電流造成局部芯片的溫度驟升，當(dāng)結(jié)溫超過硅基芯片的本征溫度時，由雪崩維持的絲狀電流進(jìn)而轉(zhuǎn)為由器件的熱激發(fā)維持。隨后進(jìn)一步增加了電流絲的密度以及芯片的溫度，如此形成電流密度不斷增加導(dǎo)致局部溫升不斷增加的正反饋機制。根據(jù)圖4中階段5的分析，二極管發(fā)生了嚴(yán)重的動態(tài)雪崩，芯片局部過熱嚴(yán)重，導(dǎo)致熱擊穿失效。由于陰極部位芯片溫度要高于其余部位芯片，首先發(fā)生失效后導(dǎo)致能量在陰極部位聚集，熱失控現(xiàn)象出現(xiàn)后，母線能量傾瀉至失效支路，二極管芯片嚴(yán)重?fù)p壞。圖11顯示了考慮不同電流密度、與結(jié)溫對空穴飽和遷移率等影響因素，根據(jù)式（15）得到的雪崩擊穿電壓關(guān)系示意圖。由圖11可知，隨著反向電流密度與芯片結(jié)溫的增加，雪崩擊穿閾值電壓都會下降，然而反向電流密度對閾值

圖11 雪崩擊穿電壓與j和Tj的關(guān)系示意圖

電壓的下降影響要高于芯片結(jié)溫。

綜上分析，本文P-i-N二極管的失效觸發(fā)機制來源于峰值功率。過高的峰值功率提供觸發(fā)了雪崩擊穿所必要的熱積累，并增加了過電壓擊穿失效的危害。當(dāng)二極管發(fā)生嚴(yán)重的動態(tài)雪崩時，高電流密度的“絲狀電流”效應(yīng)觸發(fā)了器件內(nèi)部的“電流密度-溫度正反饋”機制，從而導(dǎo)致了部分芯片發(fā)生熱擊穿的失效模式。通過對本失效實例的綜合失效模式分析圖可知，P-i-N二極管模塊的堅固性可從以下四方面來提高。

（1）完善結(jié)構(gòu)布局和優(yōu)化驅(qū)動參數(shù)配置，確保模塊內(nèi)部芯片的動態(tài)功率分配盡量均勻。

（2）優(yōu)化大功率器件模塊內(nèi)部的雜散電感分布，從而降低模塊內(nèi)部芯片的關(guān)斷電壓應(yīng)力，緩解動態(tài)功率分配不均。

（3）采用提高n-N+結(jié)雪崩擊穿耐量的新型高壓二極管，如CIHB結(jié)構(gòu)高壓二極管[21]。

（4）增加散熱設(shè)計裕量，并同時對模塊內(nèi)部二極管芯片的平均運行結(jié)溫進(jìn)行在線檢測與控制[24]。

6 結(jié)論

本文以商用高壓P-i-N二極管在額定參數(shù)下發(fā)生的失效實例為研究對象，從瞬態(tài)失效波形和芯片失效表征入手，對電路級影響因素和半導(dǎo)體物理機理進(jìn)行了分析和討論。在大功率模塊的失效分析中，提出了由綜合失效誘因所導(dǎo)致的多芯片模塊失效新模式。該綜合失效模式有助于分析大功率多芯片模塊的動態(tài)失效機制。同時得出了電力電子裝置的可靠性并非由單一功率模塊的堅固性決定，而是由失效風(fēng)險最高芯片的堅固性而決定的結(jié)論。論文最后總結(jié)了提高大功率多芯片P-i-N二極管模塊堅固性的措施和方法。

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Comprehensive Failure Mechanisms in High Voltage P-i-N Diode During Turn-off Transient

（School of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China）

In this paper, the turn-off transient failure of commercial high voltage multi-chip P-i-N diode under the rated parameters in clamped circuit is discussed from the circuit layout aspect and semiconductor mechanism aspect. Firstly, through the failure chips and failure waveforms, it is proved that the riskiest chip instead of the modules determines the reliability of power converter system. Besides, according to the filament current phenomenon of P-i-N diode under the deepest dynamic avalanche, the impact of local over temperature induced by the unbalanced current distribution is discussed. It is concluded that the failure mechanism of P-i-N is the positive feedback of thermoelectric coupling mechanism. Finally, based on the failure results and test conditions, the comprehensive failure mechanisms of power device are proposed. It is shown that the failure mechanisms are not induced by one single factor but the combined effects of all related factors.

High power modules, non-uniform current distribution, transient hot runaway, avalanche, comprehensive failure mechanism

TN312+.4

羅皓澤 男，1986年生，博士，研究方向為電力電子器件可靠性。

E-mail: luohaoze@163.com（通信作者）

李武華 男，1979年生，博士，教授，研究方向為電力電子變流技術(shù)與可再生能源接入。

E-mail: woohualee@zju.edu.cn

2015-09-19 改稿日期 2015-12-21

國家重點基礎(chǔ)研究發(fā)展計劃（973計劃）資助項目（2014CB247400）。