孫　煥，楊　銘，張曉俊，吳　迪，陶　智*

（1.蘇州大學(xué)物理與光電·能源學(xué)部，江蘇蘇州215006；2.蘇州泰斯特電子科技有限公司，江蘇蘇州215011）

一種T-SCC脈沖發(fā)生器的研制*

孫煥1，楊銘2，張曉俊1，吳迪1，陶智1*

（1.蘇州大學(xué)物理與光電·能源學(xué)部，江蘇蘇州215006；2.蘇州泰斯特電子科技有限公司，江蘇蘇州215011）

針對(duì)傳統(tǒng)Marx發(fā)生器存在的時(shí)間常數(shù)大、輸出效率低、輸出參數(shù)單一等問題，通過優(yōu)化SSBM（Solid-State Bipolar Marx）電容儲(chǔ)能單元的全橋IGBT結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了T-SCC（Two-Switches Capacitors Cells）脈沖發(fā)生器，并且根據(jù)高頻高壓下功率IGBT呈現(xiàn)容性負(fù)載的特性，提出一種寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型。對(duì)寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型的仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明T-SCC脈沖發(fā)生器能輸出μs級(jí)上升沿的雙極性脈沖電壓，提高了系統(tǒng)輸出電壓和寄生電容充放電速度，達(dá)到了脈沖上升沿壓縮的目的。

脈沖電源；固體開關(guān)；SSBM發(fā)生器；T-SCC發(fā)生器；寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型

脈沖電源在加速器、材料表面改性、機(jī)械加工和環(huán)保等領(lǐng)域具有潛在的應(yīng)用價(jià)值，不同應(yīng)用領(lǐng)域，脈沖電源的實(shí)現(xiàn)方案不同［1-3］，最早產(chǎn)生等離子體的脈沖電源方案為PFN（Pulse Forming Network）脈沖形成網(wǎng)絡(luò)技術(shù)［4］，由于擁有較好的方波波形輸出、更寬的負(fù)載匹配以及超過10 000 h的使用壽命被沿用至今，但PFN脈沖形成網(wǎng)絡(luò)使用氣體間隙開關(guān)，觸發(fā)電壓高、電壓損耗大、輸出效率低，易出現(xiàn)漏閃及連通現(xiàn)象，影響輸出波形質(zhì)量。近年來，在PFN形成網(wǎng)絡(luò)輸入端級(jí)聯(lián)磁開關(guān)的MPC（Magnetic Pulse Compressor）磁脈沖壓縮技術(shù)被提出［5］，在磁開關(guān)的作用下，可以緩解間隙開關(guān)在高頻高壓下的工作負(fù)擔(dān)，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，但由于磁開關(guān)在回路中等效于電感，間接增加了時(shí)間常數(shù)，降低了系統(tǒng)輸出頻率。多級(jí)Blumlein傳輸線一般用在脈沖形成回路末端進(jìn)一步提高輸出電壓，不單獨(dú)使用［6］。隨著半導(dǎo)體開關(guān)技術(shù)的發(fā)展，MG脈沖發(fā)生器被提出［7］，MG脈沖發(fā)生器通過并聯(lián)多個(gè)儲(chǔ)能單元實(shí)現(xiàn)輸出電壓的疊加，不需要使用脈沖變壓器，并且使用固態(tài)開關(guān)代替?zhèn)鹘y(tǒng)間隙開關(guān)，降低了電壓損耗，提高了輸出效率［8，9］，然而傳統(tǒng)的MG發(fā)生器存在時(shí)間常數(shù)大，輸出頻率低，輸出脈沖電壓極性不可變等缺點(diǎn)，Redondo L M［10］等人提出了一種可以提高輸出頻率，輸出雙極性脈沖電壓的SSBM（Solid-State Bipolar Marx）脈沖發(fā)生器結(jié)構(gòu)［10］，但無論輸出正脈沖或負(fù)脈沖，總有一級(jí)儲(chǔ)能電容被開路，并且每一級(jí)需要使用5組IGBT及功率二極管，驅(qū)動(dòng)電路復(fù)雜，電壓損耗大，系統(tǒng)輸出電壓低。

針對(duì)以上問題，本文設(shè)計(jì)了T-SCC（Two-Switches Capacitors Cells）脈沖發(fā)生器結(jié)構(gòu)，解決了SSBM脈沖發(fā)生器存在的電壓損耗高，寄生參數(shù)影響大，輸出電壓低等問題，進(jìn)一步改善了脈沖波形，提高了系統(tǒng)的輸出效率。

1　SSBM脈沖發(fā)生器

在傳統(tǒng)MG脈沖發(fā)生器的結(jié)構(gòu)上，Redondo LM等人通過將每一級(jí)電容儲(chǔ)能單元優(yōu)化為圖1所示的全橋結(jié)構(gòu)，提出了SSBM（Solid-State Bipolar Marx）脈沖發(fā)生器結(jié)構(gòu)。該脈沖發(fā)生器通過IGBT的開關(guān)動(dòng)作，可以輸出雙極性脈沖電壓，解決了傳統(tǒng)MG發(fā)生器存在的輸出參數(shù)單一等問題。

圖1SSBM脈沖發(fā)生器原理圖

SSBM脈沖發(fā)生器存在兩種操作模式，當(dāng)Tdc、Tai、Tbi、Tei開啟，其他IGBT關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)n階儲(chǔ)能電容并聯(lián)充電；當(dāng)開啟Tai與Tdi，關(guān)斷其他IGBT輸出正脈沖電壓，或者開啟Tci與Tbi，關(guān)斷其他IGBT輸出負(fù)脈沖電壓；但是無論輸出正負(fù)脈沖電壓，總有一級(jí)儲(chǔ)能電容被開路，最終得到的脈沖輸出電壓約為n-1階，同時(shí)每階儲(chǔ)能單元使用了5組IGBT以及功率二極管，增加了等效阻抗與電壓損耗，降低了寄生電容充放電速度，拉伸了脈沖上升沿。

2　T-SCC脈沖發(fā)生器

本文通過優(yōu)化SSBM的電容儲(chǔ)能單元，提出了圖2所示的T-SCC脈沖發(fā)生器，將SSBM每階儲(chǔ)能電容用到的5組IGBT模塊優(yōu)化為3組，增加一個(gè)全橋結(jié)構(gòu)的輸出模塊，在保證雙極性脈沖電壓輸出的前提下，降低了電壓損耗以及寄生參數(shù)的干擾。

T-SCC脈沖發(fā)生器同樣存在兩種操作模式，當(dāng)Tdc以及Tbn開啟，其余IGBT關(guān)斷，n階儲(chǔ)能電容通過直流電源并聯(lián)充電，Ta（n+1）、Tb（n+1）、Tc1、Tc2、Td1、Td2關(guān)斷，隔絕直流電源對(duì)負(fù)載的干擾；當(dāng)Tan開啟，其余IGBT關(guān)斷，輸出模塊中Td1與Tc2開啟，其余關(guān)閉，或者Td2與Tc1開啟，其余關(guān)閉，n階儲(chǔ)能電容串聯(lián)對(duì)負(fù)載放電，輸出正負(fù)脈沖電壓，期間電源開關(guān)Tdc關(guān)斷，防止直流電源對(duì)負(fù)載產(chǎn)生干擾。

圖2T-SCC脈沖發(fā)生器原理圖

3　T-SCC寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型建立

當(dāng)IGBT導(dǎo)通時(shí)，根據(jù)高頻高壓下，功率IGBT呈現(xiàn)的容性負(fù)載特性，可以將圖2中的功率二極管等效為圖3所示的電容、電阻負(fù)載分支；當(dāng)IGBT關(guān)斷時(shí)，可以用開路分支代替。由此建立了圖3所示的T-SCC寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型，用來研究在高頻高壓環(huán)境下，T-SCC脈沖發(fā)生器充放電模式中寄生參數(shù)對(duì)于脈沖輸出波形的影響。動(dòng)態(tài)模型中Ran為Dan等效電阻，Ron（n）為Tbn等效電阻，Rdn為Rbn反并聯(lián)續(xù)流二極管等效電阻，Cdn為Tbn等效電容，Cn′為每一級(jí)脈沖單元對(duì)地寄生電容。

圖3　T-SCC充電模式寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型

當(dāng)T-SCC脈沖發(fā)生器切換為充電模式時(shí)，每一級(jí)儲(chǔ)能電容Cn在充電階段完成后電壓如式（1），充電電流以及時(shí)間常數(shù)如式（2）與式（3）所示

根據(jù)圖3所示T-SCC充電模式寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型，可以推導(dǎo)出n階寄生電容充電電流如式（4）所示，與表示第n階儲(chǔ)能電容充電前后的電壓，忽略每階的電壓損耗，當(dāng)?shù)趎階儲(chǔ)能電容完全充電后，帶有與的多項(xiàng)式之差應(yīng)為0，因此充電模式中寄生電流大小僅受到UCn′的影響，即為了盡可能加快寄生電容的充放電速度，除了優(yōu)化電路設(shè)計(jì)以及選取適當(dāng)?shù)某潆娤蘖麟娮柚猓€應(yīng)考慮寄生電容的完全充電電壓，在充電模式中，每階寄生電容完全充電電壓約為Vdc，因此充電模式中，隨著n的增加，寄生電容充放電電流應(yīng)該基本維持在一個(gè)特定值周圍。

圖4　T-SCC正脈沖模式寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型

T-SCC脈沖模式寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型與T-SCC充電模式原理相同，底部IGBT關(guān)斷時(shí)，這部分IGBT等效為阻值很大的電阻Roff。圖4所示為正脈沖模式寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型，負(fù)脈沖模式中Td2與Tc1開啟，其余與正脈沖模式相同，不做詳述。Ron（n）為Tan導(dǎo)通等效電阻，Rdn為Tan反并聯(lián)續(xù)流二極管等效電阻，Cdn為Tan等效電容，Cn′為每一級(jí)脈沖單元對(duì)地寄生電容。

T-SCC脈沖模式下，推導(dǎo)出負(fù)載兩端受到的最大脈沖電壓如式（5）所示，

UCj為每階儲(chǔ)能電容的電壓，式（2）已作詳細(xì)論述，URci為每階儲(chǔ)能電容等效電阻壓降，UCETai為功率半導(dǎo)體模塊Tan導(dǎo)通壓降。由式（5）可以推導(dǎo)出當(dāng)T-SCC切換到脈沖模式時(shí)，負(fù)載兩端電壓UO關(guān)于放電時(shí)間t的如式（6）所示，

Ceq為正脈沖模式等效電容，Req為正脈沖模式等效電阻。從公式UO可得在元器件選定的情況下，儲(chǔ)能電容放電快慢，即脈沖下降沿波形質(zhì)量，主要由等效電容Ceq以及負(fù)載電阻RLoad決定。

根據(jù)圖4所示T-SCC正脈沖模式寄生參數(shù)動(dòng)態(tài)模型，可以推導(dǎo)出n階寄生電容充電電流如式（10）所示，同充電模式中，當(dāng)?shù)趎階儲(chǔ)能電容完全充電后，帶有與的多項(xiàng)式之差應(yīng)為0，因此脈沖模式中寄生電流充放電的大小僅受到UCn′的影響，即為了盡可能加快寄生電容的充放電速度，除了選取適當(dāng)?shù)呢?fù)載之外，還應(yīng)考慮寄生電容完全充電電壓，在脈沖模式中，每階寄生電容完全充電電壓如式（9）所示，可以推導(dǎo)出隨著n的增加，寄生電容充電電壓線性增加，所以n越大，第n級(jí)寄生電容充電電流也越大。

4　實(shí)驗(yàn)結(jié)果與討論

本文通過理論分析與實(shí)驗(yàn)研究，得到T-SCC脈沖發(fā)生器可輸出kHz頻率可調(diào)、脈寬可調(diào)、幅值可調(diào)的雙極性脈沖電壓，實(shí)驗(yàn)分為離散實(shí)驗(yàn)與連續(xù)實(shí)驗(yàn)兩部分，與SSBM結(jié)構(gòu)對(duì)比，T-SCC每階儲(chǔ)能電壓與輸出電壓均高于SSBM結(jié)構(gòu)，從而證明了T-SCC脈沖發(fā)生器效率高于SSBM發(fā)生器。

4.1離散充放電實(shí)驗(yàn)

在離散充電實(shí)驗(yàn)中，給定充電電壓Udc=1 000 V，限流電阻200 Ω，平均充電電流為5 A，IGBT導(dǎo)通壓降UCE=3 V，Dan導(dǎo)通壓降URaj=2 V，將以上參數(shù)代入式（1）與式（4），n取11個(gè)點(diǎn)，計(jì)算得到兩種脈沖發(fā)生器儲(chǔ)能電容電壓以及寄生電容充電電流對(duì)比圖，如圖5與圖6所示。

圖5　儲(chǔ)能電容電壓對(duì)比圖

圖6　充電模式寄生電容充電電流對(duì)比圖

由儲(chǔ)能電容充電電壓對(duì)比圖中可以看出11階的T-SCC脈沖發(fā)生器儲(chǔ)能電壓最大值為997 V，由于IGBT以及Dan上存在的電壓損耗，隨著n的增加，電容充電電壓最大值逐漸減少，當(dāng)n為11時(shí)，儲(chǔ)能電容完全充電電壓約為947 V，而SSBM脈沖發(fā)生器中n為11僅有895 V，主要原因在于SSBM脈沖發(fā)生器每階儲(chǔ)能單元存在5組IGBT以及2組功率二極管，電壓損耗高于T-SCC脈沖發(fā)生器。圖5可以論證T-SCC在電容充電階段效率高于SSBM脈沖發(fā)生器，在寄生電容充電電流對(duì)比圖中可以看到隨著n的增加，充電模式寄生電流幅值比較穩(wěn)定，因?yàn)槌潆娔Ｊ街校绷麟娫床粌H對(duì)儲(chǔ)能電容充電，也間接對(duì)寄生電容充電，由于多個(gè)寄生電容之間并聯(lián)充電，因此隨著n的增加，寄生電容充電電流只會(huì)受到回路等效阻抗帶來的輕微影響。同時(shí)由于T-SCC結(jié)構(gòu)每階IGBT模塊相對(duì)于SSBM結(jié)構(gòu)減少了2個(gè)，導(dǎo)致T-SCC結(jié)構(gòu)充電模式寄生電流始終大于SSBM結(jié)構(gòu)，充電更快，脈沖上升沿可以做到更高的等級(jí)。

在離散脈沖模式實(shí)驗(yàn)中，給定額定導(dǎo)通壓降UCE=3 V，n取10個(gè)點(diǎn)，忽略電容等效電阻，將以上參數(shù)代入式（8）與式（10），計(jì)算得到兩種脈沖發(fā)生器輸出電壓以及寄生電容充電電流對(duì)比圖，如圖7與圖8所示。

圖7　輸出電壓對(duì)比圖

圖8　脈沖模式寄生電容充電電流對(duì)比圖

從脈沖模式負(fù)載兩端電壓對(duì)比圖中可以看出隨著n的增加，T-SCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)輸出電壓對(duì)比SSBM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上升的更快，主要原因在于T-SCC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)每階只使用2組IGBT模塊，SSBM模塊每階使用5組IGBT模塊，隨著n的增加，越多的IGBT模塊將損耗更多的輸出電壓。

在圖8寄生電流對(duì)比圖中可以看出寄生電流幅值近似線性上升，原因在于，第n階寄生電容是通過n階儲(chǔ)能電容串聯(lián)充電，隨著n的增加，充電電壓以近似1個(gè)直流電壓幅值為基本單位倍增。寄生電流幅值越大，意味著寄生電容充電越快，由圖8可以得出，T-SCC結(jié)構(gòu)脈沖模式寄生電流始終大于SSBM結(jié)構(gòu)，主要原因在于T-SCC結(jié)構(gòu)脈沖模式下每階只開通1個(gè)IGBT，SSBM結(jié)構(gòu)需要導(dǎo)通2個(gè)IGBT，而且每階存在5個(gè)IGBT，即使沒有開通，在高頻高壓下仍然有等效電容與等效阻抗對(duì)放電過程產(chǎn)生影響，因此可以論證T-SCC脈沖模式中寄生電容充電速度大于SSBM脈沖發(fā)生器，下降沿可以做到更高的等級(jí)。

4.2連續(xù)充放電實(shí)驗(yàn)

T-SCC脈沖發(fā)生器連續(xù)實(shí)驗(yàn)中，為了驗(yàn)證方案的可行性以及合理的選擇元件參數(shù)，搭建T-SCC脈沖發(fā)生器模型，如圖9所示。圖中直流電源為1 000 V，限流電阻為200 Ω，負(fù)載電阻為800 Ω，儲(chǔ)能電容為 0.47 μF，搭建了 4階 T-SCC脈沖發(fā)生器。

圖9T-SCC脈沖發(fā)生器原理圖

負(fù)載電壓輸出如圖10所示，可以輸出0～4 000 V連續(xù)可調(diào)雙極性脈沖電壓，輸出頻率0～1 kHz可調(diào)，從理論上驗(yàn)證了T-SCC脈沖發(fā)生器同樣可以得到kHz輸出頻率，us級(jí)上升沿，kV級(jí)雙極性脈沖電壓輸出。

圖10　T-SCC發(fā)生器脈沖電壓輸出

圖11是4階T-SCC與SSBM脈沖發(fā)生器輸出對(duì)比圖，同樣是四階儲(chǔ)能單元，T-SCC可以輸出接近4 000 V雙極性脈沖電壓，SSBM輸出3 000 V脈沖電壓，主要原因是SSBM脈沖發(fā)生器無論輸出正負(fù)脈沖都有一階儲(chǔ)能單元開路。圖11從理論上論證T-SCC脈沖發(fā)生器擁有更高的輸出電壓。

圖11　四階T-SCC與S2BM輸出對(duì)比圖

5　結(jié)論

本文通過優(yōu)化SSBM脈沖發(fā)生器儲(chǔ)能單元，設(shè)計(jì)了T-SCC（Two-Switches Capacitors Cells）脈沖發(fā)生器，并且提出了一種用于分析寄生電容充放電過程的動(dòng)態(tài)模型，解決了SSBM（Solid-State Bipolar Marx）脈沖發(fā)生器中存在電壓損耗大，輸出電壓低，寄生參數(shù)影響大等問題。通過搭建4階儲(chǔ)能單元?jiǎng)討B(tài)模型驗(yàn)證了T-SCC脈沖發(fā)生器在相同條件下，輸出電壓比SSBM高一級(jí)，同樣可以得到kHz輸出頻率，μs級(jí)上升沿，kV級(jí)雙極性脈沖電壓輸出。本文最終得到的雙極性脈沖電壓輸出為4 kV，但在某些應(yīng)用場(chǎng)合，可能需要10 kV及以上的脈沖電壓輸出，而脈沖電壓的升高直接增加了固態(tài)開關(guān)的工作負(fù)擔(dān)，如何優(yōu)化負(fù)載模塊的設(shè)計(jì)，才能保證在功率二極管的耐壓范圍內(nèi)進(jìn)一步增加輸出電壓是本文未來研究的一個(gè)重點(diǎn)。

［1］戚棟，王寧會(huì).一種級(jí)聯(lián)型結(jié)構(gòu)的固體開關(guān)式高壓脈沖電源的研制［J］.電子器件，2007，29（4）：1081-1084.

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孫煥（1991-），男，漢族，江蘇常州人，蘇州大學(xué)物理與光電·能源學(xué)部，碩士研究生，主要研究方向?yàn)樽詣?dòng)控制與信息處理，sun3200810@163.com；

楊銘（1990-），男，漢族，江蘇射陽人，本科，蘇州泰斯特電子科技有限公司工程師，主要研究方向?yàn)殡姶偶嫒荩?/p>

張曉?。?981-），男，漢族，江蘇蘇州人，蘇州大學(xué)物理與光電·能源學(xué)部，碩士，實(shí)驗(yàn)師，主要研究方向?yàn)殡娮有畔⒓夹g(shù)；

吳迪（1980-），男，漢族，江蘇徐州人，蘇州大學(xué)物理與光電·能源學(xué)部，博士，講師，主要研究方向?yàn)殡娮有畔⒓夹g(shù)；

陶智（1970-），男，漢族，江蘇姜堰人，蘇州大學(xué)物理與光電·能源學(xué)部，博士，教授，博士研究生導(dǎo)師，主要研究方向?yàn)樽詣?dòng)控制與信息處理，taoz@suda.edu.cn。

Development of a T-SCC Pulse Generator*

SUN Huan1，YANG Ming2，ZHANG Xiaojun1，WU Di1，TAO Zhi1*
（1.Department of Physics Science and Technology，Soochow University，Suzhou Jiangsu 215006，China；2.Suzhou 3ctest Electronic Co.Ltd，Suzhou Jiangsu 215011，China）

To tackle the problems of the traditional Marx generator，such as large time constant，low output efficiency and single output parameters，the T-SCC（Two-Switches Capacitors Cells）pulse generator is designed through the structure optimization of the full bridge IGBT of the SSBM（Solid-State Bipolar Marx）pulse generator.At the same time，according to the capacitive load characteristics of the IGBT，a dynamic model of parasitic parameter is proposed.Simulation experiments on the dynamic model of parasitic parameters show that the T-SCC pulse generator can output bipolar pulse voltage with microsecond rising edge，and can improve the system output voltage and discharge rate of the parasitic capacitance，reaching the purpose of compressing the rising edge of the pulse.

pule power supply；solid-state switch；SSBM；T-SCC；parasitic dynamic model

TM910

A

1005-9490（2016）05-1087-06

項(xiàng)目來源：江蘇省產(chǎn)學(xué)研（前瞻）項(xiàng)目（BY2014059-06）

2015-10-28修改日期：2015-11-27

EEACC:1230J10.3969/j.issn.1005-9490.2016.05.014