蔣琛彥，姜源源，鄒衛(wèi)文，張 昊，李曙光，陳建平

（1.上海交通大學(xué) 區(qū)域光纖通信網(wǎng)與新型光通信系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海200240；2.上海航天電子通訊設(shè)備研究所，上海201109）

基于MPF的無(wú)模式跳躍光電振蕩器

蔣琛彥1，姜源源2，鄒衛(wèi)文1，張 昊1，李曙光2，陳建平1

（1.上海交通大學(xué) 區(qū)域光纖通信網(wǎng)與新型光通信系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海200240；2.上海航天電子通訊設(shè)備研究所，上海201109）

提出一種基于微波光子濾波器的無(wú)模式跳躍的光電振蕩器。理論分析并實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了啁啾光纖布喇格光柵與一個(gè)光纖環(huán)級(jí)聯(lián)后對(duì)跳模效應(yīng)的消除作用，描述了光電振蕩器的相位噪聲特性和色散介質(zhì)的三階色散的影響。

光電振蕩器；微波光子濾波器；啁啾光纖布喇格光柵；跳模效應(yīng)

0 引言

光電振蕩器（OEO）能產(chǎn)生相位噪聲較低的微波信號(hào)[1]，被廣泛應(yīng)用于無(wú)線通信、雷達(dá)和信號(hào)處理等領(lǐng)域[2]。經(jīng)典的OEO利用一個(gè)電帶通濾波器（BPF）來(lái)選擇振蕩頻率[3]，由于BPF的有限可調(diào)性，OEO的頻率調(diào)節(jié)范圍有限。利用微波光子濾波器（MPF）的OEO可實(shí)現(xiàn)振蕩頻率的可調(diào)性[4]。在此類OEO中，通常采用一段較長(zhǎng)的光纖構(gòu)造高Q值的MPF[5]即可獲得較低的相位噪聲。MPF的中心頻率會(huì)隨很多因素的變化而變化，如由外部環(huán)境變化引起的折射率變化和光纖長(zhǎng)度變化等，導(dǎo)致OEO的振蕩頻率會(huì)在MPF通帶中的幾個(gè)相鄰振蕩模式間跳躍，即跳模效應(yīng)。跳摸效應(yīng)不僅會(huì)造成OEO產(chǎn)生的微波信號(hào)頻率不穩(wěn)定，而且還會(huì)惡化相位噪聲。為抑制該效應(yīng)，研究者們提出了多環(huán)OEO、采用帶寬較窄的BPF等[6]方案，但結(jié)果都不理想，跳模現(xiàn)象無(wú)法完全消除。文獻(xiàn)[7]提出了一種基于相互注入鎖定雙波長(zhǎng)單縱模激光器的OEO，可消除跳模效應(yīng)，但這種方法需要增加很多器件，使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[8]提出利用線性啁啾光纖布喇格光柵（CFBG）來(lái)構(gòu)造MPF的OEO。本文在總結(jié)前人研究成果的基礎(chǔ)上[4]，采用CFBG和無(wú)限沖擊響應(yīng)（IIR）光纖環(huán)來(lái)消除跳模效應(yīng)，提出一種基于MPF的無(wú)模式跳躍OEO。

1 OEO的基本原理

1.1 OEO的結(jié)構(gòu)介紹

本文提出的OEO的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。放大自發(fā)輻射（ASE）源和可調(diào)光濾波器（TOF）作為寬帶光源（BOS）產(chǎn)生的光經(jīng)過(guò)一個(gè)3dB光耦合器（OC1）后被分成兩部分，分別經(jīng)過(guò)兩個(gè)偏振控制器（PC）優(yōu)化偏振狀態(tài)后，上部分被送入可調(diào)光延遲線（VODL），下部分利用馬赫-曾德?tīng)栒{(diào)制器（MZM）進(jìn)行調(diào)制，使整個(gè)系統(tǒng)的光功率最大化。利用另一個(gè)3dB光耦合器（OC2）將兩部分光合并，從而形成一個(gè)內(nèi)聯(lián)式的馬赫-曾德?tīng)柛缮鎯x（MZI）[4]。環(huán)形器將OC2的輸出光送入CFBG后，光信號(hào)通過(guò)一個(gè)由光耦合器（OC3）構(gòu)成的IIR濾波器，利用摻鉺光纖放大器（EDFA）放大光信號(hào)，并通過(guò)光電探測(cè)器（PD）將光信號(hào)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)。OEO中的MZI結(jié)構(gòu)和CFBG共同構(gòu)成一個(gè)單邊帶有限沖擊響應(yīng)（FIR）MPF，以選擇出所需OEO微波信號(hào)的頻率。另外，電放大器（EA）用來(lái)增大OEO的開(kāi)環(huán)增益，從而滿足OEO的振蕩條件，即開(kāi)環(huán)增益大于1。

圖1 OEO基本結(jié)構(gòu)圖

PD輸出端的信號(hào)由MZI結(jié)構(gòu)中的載波和邊帶拍頻產(chǎn)生。若MZM的偏置電壓為載波抑制點(diǎn)，MPF的基帶響應(yīng)將會(huì)消失。根據(jù)文獻(xiàn)[5]中對(duì)MPF的分析，考慮到高階色散，MPF的響應(yīng)可表示為：

其中，Hb(ω)是MPF的基帶響應(yīng)，β2是CFBG的群速度色散 （GVD），β3是CFBG的三階色散 （TOD），Δτ1是MZI結(jié)構(gòu)兩臂的時(shí)間延遲差，(Ω-Ω0)是相對(duì)于BOS中心頻率的頻偏。單邊帶MPF的中心頻率為Δτ1/2πβ2。

OEO的模式選擇由MPF決定，設(shè)τ1為OEO環(huán)的總延時(shí)，n為有效折射率，L1為OEO環(huán)的總長(zhǎng)度，則其振蕩模式的間距為1/τ1，即c /nL1。FIR MPF的典型帶寬為幾百兆赫茲，若使用色散補(bǔ)償光纖 （DCF），則OEO環(huán)的總長(zhǎng)度主要取決于DCF（≥8.47km）的長(zhǎng)度，振蕩模式的間距約為24kHz[4]，此時(shí)MPF通帶中存在大量的振蕩模式，因此OEO的跳模效應(yīng)較為嚴(yán)重。若使用CFBG代替DCF，因?yàn)镃FBG的長(zhǎng)度比DCF的短，所以O(shè)EO環(huán)的總長(zhǎng)度也會(huì)縮短，從而增加了OEO振蕩模式的間距，抑制了跳模效應(yīng)。

然而，F(xiàn)IR MPF仍具有相對(duì)較大的帶寬，通帶中包含大量振蕩模式。因此,本文利用一個(gè)級(jí)聯(lián)的光纖環(huán)構(gòu)成一個(gè)IIR濾波器，IIR濾波器與FIR濾波器共同構(gòu)成一個(gè)窄帶MPF。當(dāng)OEO閉環(huán)后，縮小的MPF通帶中只存在較少的振蕩模式，從而有效抑制了跳模效應(yīng)。

根據(jù)文獻(xiàn)[9],IIR濾波器的傳輸函數(shù)可以表示為：

其中，τ2是光纖環(huán)的時(shí)間延遲，к是光耦合器的耦合比率（本文中к=0.5）。IIR濾波器的自由光譜范圍（FSR）為1/τ2，即c /nL2，L2為光纖環(huán)長(zhǎng)度。由式（2）可以推出IIR濾波器的3dB帶寬為0.23c/nL2。由此可以得到整個(gè)MPF的傳輸函數(shù)H(ω)=H1(ω)×H2(ω)。

MPF的包絡(luò)為FIR濾波器的形狀，但存在很多由IIR產(chǎn)生的窄周期性邊帶疊加于包絡(luò)之上。因此，IIR濾波器的帶寬決定了MPF的帶寬。由于IIR濾波器帶寬較窄，減小了MPF的帶寬，使得MPF的通帶中只存在極少的振蕩模式。

1.2 三階色散的影響

考慮到CFBG通常比DCF具有更大的TOD且不可忽略，整個(gè)MPF的有效包絡(luò)類似于很多小的MPF包絡(luò)相互疊加[10]。這些小的MPF形狀相似，但有不同的中心頻率，其中心頻率fc_s可表示為：

當(dāng)Δτ1增加時(shí)，小MPF的中心頻率之間的間距會(huì)增大，包絡(luò)會(huì)相互分離，從而導(dǎo)致整個(gè)MPF變形。當(dāng)變形嚴(yán)重到一定程度時(shí)，MPF無(wú)法選擇出OEO的振蕩頻率，即無(wú)法使OEO起振。能使OEO起振的MPF中心頻率的閾值為：

其中，δ3dB為CFBG的帶寬。若MPF中心頻率大于fth，則OEO無(wú)法起振。因此，OEO的頻率可調(diào)范圍將受限于該閾值。如果CFBG有足夠的GVD，并且有較小的TOD或可定制其δ3dB，則fth可以提高，OEO的頻率可調(diào)范圍也隨之增大。

1.3 相位噪聲特性

利用CFBG代替DCF會(huì)對(duì)OEO的相位噪聲產(chǎn)生很大影響。根據(jù)文獻(xiàn)[1]，OEO的相位噪聲由整個(gè)OEO環(huán)的總長(zhǎng)度和輸入噪信比（NSR）決定。表征OEO相位噪聲功率譜密度的Yao-Maleki公式為[1]：

其中，f′為相對(duì)于OEO振蕩頻率的頻偏，τ為OEO環(huán)的總延時(shí)量，δ為OEO的輸入噪信比，，ρN為注入OEO的輸入噪聲密度，為EA之前的總振蕩功率。由于CFBG的長(zhǎng)度比DCF短，OEO環(huán)的總延時(shí)會(huì)縮短。因此，基于CFBG的OEO相位噪聲會(huì)比基于DCF的OEO相位噪聲高。另一方面，由于CFBG的光濾波效應(yīng)，CFBG通帶外的噪聲會(huì)被消除，從而使整個(gè)鏈路的噪聲減小，輸入噪信比δ會(huì)隨輸入噪聲功率ρN的減小而減小。因此，OEO相位噪聲會(huì)降低。由于環(huán)長(zhǎng)縮短和噪聲減小的雙重影響，基于CFBG的OEO的最終相位噪聲可保持在一個(gè)相對(duì)較低的水平。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文根據(jù)圖1搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，利用TOF（Alnair Labs CVF-220CL)切割獲得的BOS帶寬為15nm，CFBG(O/E LAND OEFBG-100)的總GVD為366ps/nm，帶寬為3.9nm，整個(gè)OEO環(huán)的長(zhǎng)度為40m。利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(Agilent N5247A)測(cè)量MPF的響應(yīng)，利用EA來(lái)保證MPF的增益大于1，EA的增益為60dB，帶寬為0.2～14GHz。利用信號(hào)分析儀(R&S FSUP)測(cè)量產(chǎn)生的微波信號(hào)。

當(dāng)級(jí)聯(lián)一個(gè)IIR濾波器時(shí)，中心頻率為730MHz的MPF的幅度響應(yīng)如圖2所示。IIR濾波器由環(huán)長(zhǎng)為2.2m的光耦合器組成，其FSR約為90MHz。若不采用IIR濾波器，MPF的帶寬大約為300MHz。使用IIR濾波器時(shí)，MPF的帶寬主要取決于IIR濾波器的帶寬,即減小到30MHz內(nèi)。

圖2 整個(gè)MPF的響應(yīng)

測(cè)量OEO振蕩產(chǎn)生的730MHz微波信號(hào)的頻譜圖如圖3所示。文獻(xiàn)[4]中使用DCF時(shí)振蕩模式的間距為24kHz，圖3中，基于CFBG的OEO產(chǎn)生信號(hào)的頻譜在100MHz范圍內(nèi)約有20個(gè)振蕩模式，因此其振蕩模式的間距約為5MHz，與式（3）計(jì)算得到的理論值一致，是使用DCF時(shí)的模式間距的200多倍，因此可以有效抑制跳?，F(xiàn)象。若僅使用 FIR濾波器，由于 FIR濾波器的帶寬（300MHz）與模式間距（5MHz）之間的巨大比率，OEO振蕩頻率仍會(huì)在幾個(gè)相鄰模式間跳動(dòng)。使用IIR濾波器后，MPF通帶中僅存在5～6個(gè)模式，此時(shí)MPF中心頻率的微小變化不能使OEO振蕩頻率跳躍到相鄰的模式上，從而基本抑制了跳模效應(yīng)。

圖3 產(chǎn)生的730MHz信號(hào)的頻譜

OEO振蕩頻率隨時(shí)間變化的曲線圖如圖4所示。當(dāng)使用DCF時(shí)，由于跳模效應(yīng)的存在，OEO的振蕩頻率較為不穩(wěn)定，會(huì)在一定范圍內(nèi)跳躍。而基于CFBG的OEO振蕩頻率比較穩(wěn)定，無(wú)跳?，F(xiàn)象，但由于MZI結(jié)構(gòu)會(huì)受到外界溫度等因素的影響，因此振蕩頻率會(huì)產(chǎn)生微小波動(dòng)。

圖4 振蕩頻率隨時(shí)間變化曲線圖

OEO產(chǎn)生的微波信號(hào)的相位噪聲如圖5所示，在10kHz頻偏處，相位噪聲約為-103dBc/Hz，比文獻(xiàn)[4]中使用DCF得到的-110dBc/Hz高。本文通過(guò)改變OEO環(huán)的長(zhǎng)度L1和噪信比δ來(lái)估計(jì)OEO的相位噪聲性能，結(jié)果如圖6所示。在1kHz頻偏處,當(dāng)δ=10-13、L1= 40m時(shí)，使用CFBG的OEO的相位噪聲約為-80dBc/Hz，比L1=8.5km,使用 DCF的OEO的相位噪聲高 30dBc/Hz。由于CFBG的光濾波效應(yīng)，光域中的噪聲被有效濾除，減小了輸入噪信比（δ=10-14)，此時(shí)使用CFBG的OEO的相位噪聲比 δ=10-13時(shí)降低了 20dBc/Hz，但仍比采用DCF的OEO高出約15dBc/Hz，這與圖5中測(cè)得的相位噪聲基本相符，從而印證了前文的理論分析。需要注意的是，由于式（5）中僅考慮了理想高斯白噪聲的情況，沒(méi)有考慮實(shí)際實(shí)驗(yàn)中與頻率相關(guān)的噪聲情況[11]，因此，在頻偏較高處，仿真結(jié)果會(huì)出現(xiàn)一定的誤差。

圖5 產(chǎn)生的730MHz信號(hào)的相位噪聲

圖6 不同OEO環(huán)長(zhǎng)和噪信比情況下相位噪聲的仿真結(jié)果

3 分析與討論

根據(jù)式 （3），OEO的振蕩頻率可通過(guò)可調(diào)光延遲線（VODL，MDL-002)來(lái)調(diào)節(jié)，當(dāng)VODL具有不同延遲量時(shí)，MPF的中心頻率會(huì)發(fā)生變化。實(shí)驗(yàn)中測(cè)得的不同中心頻率的MPF（FIR）的幅度響應(yīng)如圖7所示。然而，由于CFBG具有較大的TOD（～240ps3），當(dāng)中心頻率增高時(shí)，MPF的變形程度會(huì)越發(fā)嚴(yán)重，從而限制了OEO的頻率可調(diào)范圍。

圖7 不同VODL延遲量的情況下測(cè)得的MPF的響應(yīng)

對(duì)式（1）中的MPF進(jìn)行數(shù)值仿真，仿真參數(shù)設(shè)置如下：BOS的帶寬為3.9nm，總GVD為366ps/nm。仿真結(jié)果如圖8所示，當(dāng)TOD為-240ps3時(shí)，MPF的變形程度較為嚴(yán)重，隨著MPF中心頻率的增大，MPF的變形程度會(huì)隨之增大。在低頻處，MPF的變形相對(duì)較小，當(dāng)中心頻率足夠高時(shí)，MPF的變形會(huì)非常嚴(yán)重，以致于MPF無(wú)法選擇出OEO的振蕩頻率。圖7中的實(shí)際測(cè)量結(jié)果與圖8中的仿真結(jié)果具有較好的一致性。

圖8 TOD為-240ps3時(shí)MPF的仿真結(jié)果

若在實(shí)驗(yàn)中采用TOD較小的CFBG[12]，或利用可編程頻譜處理器對(duì)TOD進(jìn)行補(bǔ)償[12]，可以提高OEO的頻率可調(diào)范圍。當(dāng)TOD為-24ps3時(shí),MPF幅度響應(yīng)的仿真結(jié)果如圖9所示，MPF的變形程度較小。我們可以理論預(yù)測(cè)：當(dāng)TOD小于-24ps3時(shí)，OEO的頻率可調(diào)范圍能達(dá)到5GHz以上。

圖9 TOD為-24ps3時(shí)MPF的仿真結(jié)果

4 結(jié)束語(yǔ)

本文提出并實(shí)現(xiàn)了一種基于MPF的消除了跳模效應(yīng)的OEO，通過(guò)理論和實(shí)驗(yàn)證明，利用CFBG代替文獻(xiàn)[4]中的長(zhǎng)DCF，可以有效增大OEO振蕩模式的間距。通過(guò)級(jí)聯(lián)一個(gè)IIR光纖環(huán)，可以縮小MPF的帶寬，最終消除OEO的跳模效應(yīng)，使其振蕩頻率較為穩(wěn)定。實(shí)驗(yàn)中OEO產(chǎn)生的微波信號(hào)的相位噪聲在10kHz處為-103dBc/Hz。若能有效抑制CFBG中的TOD，則OEO可在較大范圍內(nèi)動(dòng)態(tài)可調(diào)。

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Mode hopping free optoelectronic oscillator based on MPF

JIANG Chen-yan1,JIANG Yuan-yuan2,ZOU Wei-wen1, ZHANG Hao1,LI Shu-guang2,CHEN Jian-ping1
(1.State Key Lab of Advanced Optical Communication Systems and Networks,Shanghai Jiaotong University,Shanghai 200240,China; 2.Shanghai Aerospace Electronic Technology Institute,Shanghai 201109,China)

The paper proposes a mode hopping free optoelectronic oscillator(OEO)based on a microwave photonic filter(MPF).It theoretically analyzes and experimentally proves the effectiveness of eliminating the mode hopping effect by using the chirped fiber Bragg grating(CFBG)and a fiber loop cascaded,analyzes the phase noise performance of the OEO and the three order dispersion of the dispersion medium.

optoelectronic oscillator,microwave photonic filter,chirped FBG,mode hopping effect

TN29

A

1002-5561（2016）04-0019-04

10.13921/j.cnki.issn1002-5561.2016.04.007

2015-12-11。

國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目(61571292，61535006）資助；“先進(jìn)航天電子技術(shù)”聯(lián)合實(shí)驗(yàn)室項(xiàng)目資助；“區(qū)域光纖通信網(wǎng)與新型光通信系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室”自主課題（2014ZZ03016）資助。

蔣琛彥（1991-），男，碩士研究生，主要研究方向?yàn)槲⒉ü庾訉W(xué)。