唐君超杰，王浩然，馬思源，朱國榮，王 懷

（1.武漢理工大學(xué)自動化學(xué)院，武漢430070；2.奧爾堡大學(xué)能源技術(shù)學(xué)院，奧爾堡9220，丹麥）

含有源功率解耦的單相H橋逆變器綜合可靠性評估

唐君超杰1，王浩然2，馬思源1，朱國榮1，王 懷2

（1.武漢理工大學(xué)自動化學(xué)院，武漢430070；2.奧爾堡大學(xué)能源技術(shù)學(xué)院，奧爾堡9220，丹麥）

為抑制單相H橋變換器系統(tǒng)中直流側(cè)低頻紋波，近年來出現(xiàn)了許多功率解耦方法減小或消除DCLink電容，延長DC-Link壽命，提高其可靠性。然而，由于有源功率解耦引入了額外器件，且原有器件的應(yīng)力也有所改變，因此，有必要對變換器級的可靠性進行綜合評估?；? kW的單相H橋逆變器，通過器件級的電-熱應(yīng)力模型、壽命模型、Weibull分布得到器件級可靠性，并基于器件級可靠性，通過可靠性框圖（RBD）得到變換器級可靠性，與傳統(tǒng)無源解耦逆變器相比較，綜合評估帶兩種不同有源功率解耦的單相H橋逆變器可靠性。

H橋逆變器；熱應(yīng)力；壽命預(yù)測；可靠性評估

引言

電解電容因其能量密度、成本等方面相較于薄膜電容更優(yōu)秀的性能，而被廣泛應(yīng)用于容性DCLink中。然而電解電容通常存在老化損壞的問題，針對此問題提出了許多減小或取代電解電容，并同時提高DC-Link可靠性的功率解耦方法［1，2］。

關(guān)于功率解耦的研究通常通過減小電容上紋波電流應(yīng)力或減小所需DC-Link容值實現(xiàn)，例如添加額外控制方法或有源功率解耦模塊?；谟性措娙莸母拍?，有源功率解耦模塊在DC-Link側(cè)引入一個額外的有源電路，從而為脈動功率提供了一條流通路徑，以免其流經(jīng)DC-Link電容［3，4］。

從器件級角度，DC-Link可靠性確實得到了改善，然而額外的功率解耦電路可能增加了電路中原有器件的電、熱應(yīng)力，并且因此影響系統(tǒng)整體的可靠性［5］。因此，從變換器級角度，整體變換器的可靠性是否有所改善仍有待評估。

本文將建立主要器件（如電容、功率開關(guān)管）的電-熱模型，并基于器件級的可靠性信息，利用可靠性框圖RBD（reliability block diagram）分析變換器級的可靠性［6］。與傳統(tǒng)采用無源DC-Link的逆變器相比，對含有源功率解耦的單相H橋逆變器可靠性進行綜合評估。

1 3種功率解耦方法綜述

3種功率解耦方法電路如圖1所示。單相H橋變換器中，假定交流輸出電壓vac（t）及交流輸出電流iac（t）都為正弦，且功率因數(shù)為1，則有

式中：Vo、Io分別為輸出電壓、電流幅值；ω為工頻角速度。

圖1 3種解耦方法電路Fig.1 Circuit topologies of three power decoupling methods

因此，交流側(cè)功率可表示為

由式（2）可知，交流側(cè)功率中含有直流成分以及2倍基波頻率的脈動成分。此脈動功率通常需要在直流側(cè)加電解電容或功率解耦模塊進行緩沖。

1.1 方法1：無源DC-link

圖1（a）為傳統(tǒng)無源解耦方法，所需最小容值［3］為

式中：Vdc為輸入電壓；ΔVdc為最大允許輸入電壓紋波。式（3）說明，所需電解電容的容值隨允許輸入的最大電壓紋波增大而減小。

1.2 方法2：直流側(cè)有源功率解耦

圖1（b）為直流側(cè)加功率解耦模塊的H橋變換器電路，模塊中電容的電壓［3］為

相比于方法1，通過添加波形控制函數(shù)VⅡ· sin（ωt+θⅡ）以增大單個電容兩端電壓的波動，小容值的薄膜電容可用來取代電解電容。

1.3 方法3：交流側(cè)有源功率解耦

圖1（c）為交流側(cè)加功率解耦模塊的H橋逆變器電路。模塊中電容的電壓［7］為

與方法2不同的是，利用交流側(cè)濾波電容分為2個以緩沖脈動功率，因此整體系統(tǒng)的器件數(shù)少于方法2。

2 可靠性評估

2.1 器件級

圖2為可靠性評估流程圖：由圖2可見，通過從電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中計算得到器件電壓、電流以及開關(guān)工作頻率特性，建立電模型得到器件的功率損耗；然后通過熱阻抗模型得到器件的溫度；進而通過IGBT的熱性能與電容的溫度、電壓等應(yīng)力，預(yù)測器件的壽命和進行器件級可靠性評估；最后通過系統(tǒng)模型預(yù)測系統(tǒng)級壽命及進行系統(tǒng)級可靠性評估。

圖2 可靠性評估流程Fig.2 Flow chart of the reliability prediction

2.1.1 IGBT

IGBT可靠性評估流程如圖2所示。首先，IGBT的損耗可分為導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。IGBT導(dǎo)通損耗為

式中：Vce為集電極-發(fā)射極電壓；ic為集電極電流；D為占空比。另外

式中：re為集電極-發(fā)射極通態(tài)電阻。式（7）表明，Vce和ic之間存在線性關(guān)系。IGBT開關(guān)損耗可表示為開關(guān)能量Etot與開關(guān)管頻率fsw的乘積，即

開關(guān)能量與集電極電流之間關(guān)系［8］可表示為

式中，a1、a2、a3為擬合系數(shù)。則IGBT總損耗為導(dǎo)通損耗與開關(guān)損耗之和，即

本文選取Infineon公司FS20R06W1E3_B11、FS30R06W1E3_B11與FS50R06W1E3_B11這3種型號的IGBT進行對比，其額定電壓均為600 V，額定電流分別為20、30和50 A。擬合結(jié)果如圖3所示，圖中R2為擬合系數(shù)。基于方法1，3種IGBT結(jié)溫仿真結(jié)果如圖4所示。

圖3 擬合結(jié)果曲線Fig.3 Curve of fitting results

Cauer模型和Foster模型是兩種廣泛應(yīng)用的IGBT熱模型，等效網(wǎng)絡(luò)見圖2。Cauer模型基于IGBT的幾何、材料性質(zhì)，具有物理意義；Foster模型不具物理意義，而體現(xiàn)了IGBT的熱性能，因此常出現(xiàn)在數(shù)據(jù)手冊中。本文將以Foster模型進行IGBT熱分析。Foster模型等效熱阻抗為

圖4 相同工況下不同額定電流IGBT結(jié)溫Fig.4 Junction temperatures of IGBTs with different current ratings under the same working condition

IGBT結(jié)溫Tj的計算公式［9］為

式中，Ta和Tc分別為環(huán)境溫度和IGBT殼溫。得到IGBT結(jié)溫后，利用Coffin-Manson-Arrhenius模型計算熱周期［9］，即

式中：Nf為所求熱周期數(shù)；A、α為模型系數(shù)；ΔTj與Tjm分別為結(jié)溫的波動幅值與最大值；Ea為活化能；kb為玻爾茲曼常數(shù)。所需參數(shù)如表1所示。

表1 Coffin-Manson-Arrhenius模型參數(shù)Tab.1 Parameters of the Coffin-Manson-Arrhenius model

本文關(guān)注于額定負(fù)載下的可靠性評估，負(fù)載變化引起的可靠性變化并未考慮在內(nèi)。因此，熱循環(huán)周期主要是逆變器輸出電流基波周期0.02 s。一個開關(guān)周期內(nèi)的溫度變化可忽略不計。

最后，IGBT可靠性可由二參數(shù)Weibull分布得出［10］，即

對于功率開關(guān)器件，β通常取2.5。本文將視所預(yù)測的壽命為B10壽命，即可靠性為0.9時的平均壽命。因此可在R（t）=0.38時得到η值，再基于此η值，可推導(dǎo)得出IGBT的可靠性分布，如圖5所示。

圖5 IGBT可靠性的Weibull分布Fig.5 Reliability of IGBT based on weibull distribution

2.1.2 電容

電容可靠性評估流程見圖2。首先，同樣需計算電容損耗。電容損耗可表示為

式中：iisin（ωit+θ）為i次諧波；ESRfi為ωi下的等效串聯(lián)電阻ESR（equivalent seriers resistance）。本文討論的電路中包含3種電容：DC-Link側(cè)電解電容、交流側(cè)濾波電容以及功率解耦模塊中的薄膜電容。首先，濾波電容電流中含有多次諧波，然而，電容ESR會隨頻率增加而減小，因此高次諧波帶來的損耗可忽略不計［12］。故濾波電容中將只考慮50 Hz下的電流及ESR。

DC-Link電解電容通常用來抑制低頻紋波電流，因此其電流可由式（2）求出，即

則薄膜電容電流也可由式（4）、式（5）求出，即

這里也只考慮100 Hz的電流及ESR。計算出電容損耗后，結(jié)溫可由熱模型求得，即

式中：Th和Ta分別為電容核溫和環(huán)境溫度；Zth（h-a）為電容核到環(huán)境的熱阻抗。本文采用同時考慮電容電壓及溫度的壽命模型［10］，即

式中：L0為溫度T0、電壓V0參考工況下的壽命；V為電容最大承受電壓與實際工況下的電壓；L為實際工況下溫度Th、電壓V的電容預(yù)測壽命；n為電壓應(yīng)力常數(shù)，對于電解電容n通常取3～5，而對于薄膜電容通常取7.0～9.4。針對本研究所選取的電容，電解電容取n=3，而薄膜電容取n=7。

在Weibull分布中，電容的β值通常取5，此外，電容可靠性評估方法與IGBT相同。

2.2 系統(tǒng)級

基于可靠性框圖（RBD）模型分析系統(tǒng)的可靠性。由于本文討論的系統(tǒng)中不存在可靠性冗余，系統(tǒng)的可靠性模型［6］可表示為

式中：R1（t）、R2（t）、R3（t）分別為3種系統(tǒng)的可靠性；RT1（t）、RT2（t）、RT3（t）、RT4（t）為逆變器中4個開關(guān)管的可靠性；RT5（t）、RT6（t）為功率解耦模塊中開關(guān)管的可靠性；Rc（t）為濾波電容可靠性；RcⅡ1（t）、RcⅡ2（t）與RcⅢ1（t）、RcⅢ2（t）分別為方法2與方法3中的薄膜電容可靠性。

值得注意的是，以上模型均只考慮到IGBT及電容的疲勞損耗，其他器件的其他損耗由于目前缺乏足夠的可靠性數(shù)據(jù)，并未考慮在內(nèi)。

3 基于3種不同解耦方法的2 kW逆變器可靠性評估

3.1 仿真與結(jié)果分析

為驗證以上分析，本文基于PLECS建立了分別在直流測和交流測加功率解耦模塊的H橋逆變器仿真平臺。

電路參數(shù)如表2所示。IGBT選用Infineon公司的IGBT FS50R06W1E3_B11，電容選用Vishay公司的電解電容059 PLL-SI以及薄膜電容MKP 184進行仿真。

表2 電路仿真參數(shù)Tab.2 Parameters of the Circuit Simulation

圖6為功率解耦模塊分別在直流側(cè)和交流側(cè)時輸入電流的FFT分析。由圖可以看出，當(dāng)模塊在直流側(cè)時，紋波電流均方根值減小了94.9%（3.465 A降至0.177 A）；當(dāng)模塊在交流側(cè)時，紋波電流均方根值減小了89.1%（3.465 A降至0.377 A）。

H橋及模塊中IGBT結(jié)溫仿真結(jié)果如圖7所示。模塊在直流側(cè)時，由于模塊中IGBT損耗大于H橋中IGBT損耗，模塊中IGBT由于更高的損耗，結(jié)溫要高于H橋中IGBT。而模塊在交流側(cè)時，由于模塊導(dǎo)致T1、T2損耗小于T3、T4及模塊中的IGBT，因此，T1、T2結(jié)溫最低，而T3、T4最高。

圖6 輸入電流FFT分析Fig.6 FFT analysis of the input current

圖7 H橋及模塊中IGBT結(jié)溫Fig.7 Junction temperature of the IGBTs in the H-bridge and the power decoupling module

3.2 可靠性評估與分析

通過以上分析，可以對IGBT、電容以及系統(tǒng)的可靠性進行評估，結(jié)果如圖8所示。各器件壽命如圖8（a）所示，從圖（a）中可以看出，模塊在直流側(cè)時，不會影響原本H橋中IGBT的壽命。而模塊在交流側(cè)時，T1、T2電流應(yīng)力小于T3、T4，因此，壽命較長。此外，兩種功率解耦模塊中，薄膜電容壽命均長于電解電容。如圖8（b）為3種系統(tǒng)的可靠性分布曲線。從圖（b）中可以看出，在相同的紋波抑制效果下，帶功率解耦模塊的系統(tǒng)可靠性高于帶電解電容的系統(tǒng)。此外，交流側(cè)帶功率解耦模塊的逆變器可靠性只在約前70年高于直流側(cè)帶功率解耦模塊的逆變器系統(tǒng)。而直流側(cè)帶功率解耦模塊的系統(tǒng)B10壽命長于交流側(cè)帶功率解耦模塊的系統(tǒng)。另外，圖8中所呈現(xiàn)的結(jié)果僅僅考慮了磨損老化引起的失效，其他缺乏設(shè)計強度引起的損耗不包含在內(nèi)。

圖8 3種解耦方法的器件壽命和系統(tǒng)可靠性分析曲線Fig.8 Component lifetime and system-level reliability curves with the three different power decoupling methods

4 結(jié)語

本文關(guān)注器件級、變換器級的可靠性，選取了2種具有代表性的有源功率解耦模塊與傳統(tǒng)的無源解耦方法進行了可靠性的分析與對比?；跓崮Ｐ团c壽命模型對IGBT與電容進行壽命預(yù)測；基于Weibull分布評估器件可靠性，并通過RBD模型對3種系統(tǒng)進行可靠性評估并對比，建立了基于PLECS的仿真平臺，并驗證了分析的正確性。并從最終的分析結(jié)果可以看出，在功率解耦模塊中用薄膜電容代替了電解電容，所以相同的紋波抑制效果下，帶功率解耦模塊的H橋逆變器系統(tǒng)可靠性高于帶電解電容的H橋逆變器系統(tǒng)。但交流側(cè)帶功率解耦模塊的逆變器可靠性只在約前70年高于直流側(cè)帶功率解耦模塊的逆變器系統(tǒng)，而直流側(cè)帶功率解耦模塊的系統(tǒng)B10壽命長于交流側(cè)帶功率解耦模塊的系統(tǒng)。

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Reliability Evaluation of a Single-phase H-bridge Inverter with Integrated Active Power Decoupling

TANG Junchaojie1,WANG Haoran2,MA Siyuan1,ZHU Guorong1,WANG Huai2
（1.School of Automation,Wuhan University of Technology,Wuhan 430070,China;2.Department of Energy Technology,Aalborg University,Aalborg 9220,Denmark）

Various power decoupling methods have been proposed recently to replace the DC-link electrolytic capacitors（E-caps）in single-phase conversion system,in order to extend the lifetime and improve the reliability of the DC-link.However,it is still an open question whether the converter level reliability becomes better or not,since additional components are introduced and the loading of the existing components may be changed.This paper aims to study the converter level reliability of a single-phase full-bridge inverter with two kinds of active power decoupling module and to compare it with the traditional passive DC-link solution.The converter level reliability is obtained by component level electro-thermal stress modeling,lifetime model,Weibull distribution,and reliability block diagram（RBD）method.The results are demonstrated by a 2 kW single-phase inverter application.

H-bridge inverter;thermal stress;lifetime estimation;reliability evaluation

唐君超杰

唐君超杰（1993-），男，通信作者，碩士研究生，研究方向：電力電子系統(tǒng)可靠性研究，E-mail：tangjunchaojie@whut.edu.cn。

王浩然（1989-），男，博士研究生，研究方向：電力電子系統(tǒng)可靠性研究，E-mail：hao@et.aau.dk。

馬思源（1992-），女，碩士研究生，研究方向：電力電子系統(tǒng)可靠性研究，E-mail：masiyuan@whut.edu.cn。

朱國榮（1975-），女，博士，副教授，研究方向：電力電子系統(tǒng)可靠性研究，E-mail：zhgr_55@whut.edu.cn。

王懷（1985-），男，博士，副教授，研究方向：電力電子系統(tǒng)可靠性研究，E-mail：hwa@et.aau.dk。

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.6.10

TM 133

A

2016-08-01