方淳, 竇滿峰, 譚博, 蘇超, 張璐

(1.西北工業(yè)大學 自動化學院, 陜西 西安 710072; 2.西安飛行自動控制研究所, 陜西 西安 710065)

電動增壓系統(tǒng)高速永磁無刷直流電機研究

方淳1, 竇滿峰1, 譚博1, 蘇超1, 張璐2

(1.西北工業(yè)大學 自動化學院, 陜西 西安 710072; 2.西安飛行自動控制研究所, 陜西 西安 710065)

由高速驅(qū)動電機與壓氣機組成的電動增壓系統(tǒng)，空氣經(jīng)系統(tǒng)壓縮進氣缸參與燃燒以提升動力輸出。但高速電機的高損耗密度和高頻特性會引起永磁體高溫退磁和繞組阻感變化，不利于系統(tǒng)長時間穩(wěn)定工作。基于受阻感影響小的基波/三次諧波磁鏈復合信號設計了新型高速電機無位置控制策略。同時在電機設計時將提升三次諧波信噪比，減小轉(zhuǎn)子徑向力和渦流損耗作為優(yōu)化目標，對極弧系數(shù)等電機結(jié)構(gòu)參數(shù)進行了設計優(yōu)化。采用三維溫度場方法分析電機溫升，發(fā)現(xiàn)不同階段熱量傳播路徑存在不同。樣機性能實驗顯示系統(tǒng)負載運行動態(tài)響應迅速,有效降低動力遲滯; 溫升實驗結(jié)果表明熱平衡時永磁體溫度遠低于極限溫度，可靠性提升；亦驗證了熱量傳播路徑的觀點。

電動增壓;高速電機;永磁無刷直流電機;氣隙磁場;電機損耗;溫度場;諧波分析;諧波磁鏈;無位置控制

增壓發(fā)動機通過增壓裝置將額外空氣壓縮并輸入發(fā)動機氣缸，使燃燒更徹底從而提高動力輸出，增壓技術(shù)廣泛應用于各排量等級發(fā)動機中。常見如廢氣渦輪增壓(turbo charger system,TCS)，其性能與發(fā)動機實時功率深度耦合，渦輪慣性使其對油門實時變化反應遲緩，氣缸中空氣增加速率不及燃油增加速率，故而造成動力響應遲滯且油耗、排放增加[1]；渦輪介入工作造成發(fā)動機非線性加速。與TCS不同，電動增壓系統(tǒng)(electric supercharger system,ESS)由車載電源供電，高速電機驅(qū)動離心式壓縮機工作，與發(fā)動機天然解耦，在車輛低速階段即可滿載運行。而且該系統(tǒng)體積小，重量輕。同時電動增壓控制信號與燃油泵傳感器在線關聯(lián)，能為瞬時油量實時調(diào)節(jié)ESS轉(zhuǎn)速以控制最優(yōu)空氣量，在削弱動力響應遲滯的同時也使發(fā)動機加速更線性。ESS可與TCS搭配，形成高低搭配[2-3]；也可代替TCS獨立運行，如Audi 概念車TT clubsport turbo就采用了雙ESS配置。

ESS主要由高速驅(qū)動電機、控制器、壓氣機和蝸殼組成，電機帶動壓氣機將空氣通過蝸殼壓縮，壓縮空氣通過進氣管進入發(fā)動機氣缸。高速無刷直流電機(high-speed brushless DC motor,HS-BLDCM) 采用高性能永磁體代替勵磁繞組且無機械換向結(jié)構(gòu)，降低損耗的同時提升了轉(zhuǎn)速和功率密度，高速BLDCM轉(zhuǎn)速區(qū)間自數(shù)萬轉(zhuǎn)至十數(shù)萬轉(zhuǎn)，適宜于作為ESS驅(qū)動電機。當ESS與TC搭配工作時，僅作短時運行[4]故其溫升不高。但當車輛在夏日啟動時，發(fā)動機艙內(nèi)溫度較高?？蛇_50°C以上，而永磁體的熱特性決定了當過熱時會產(chǎn)生不可逆退磁，因此有必要針對ESS高速驅(qū)動電機的損耗和溫升進行研究，保證系統(tǒng)高溫運行可靠性。

BLDCM的電子換相器件如霍爾傳感器易受溫度影響，同時安裝傳感器也會增加轉(zhuǎn)軸長度[5]，不利于降低風磨損耗和提升臨界轉(zhuǎn)速。因此高速BLDCM通過檢測包含轉(zhuǎn)子位置信息的反電勢[6-8]或三次諧波[9-11]，從而實現(xiàn)無位置傳感器控制(sensorless control)?；ǚ措妱輽z測簡單，但高頻下阻感變化造成過零點偏移，使反電勢與電流相位出現(xiàn)偏差，為避免電機因此而使得功率因數(shù)降低，溫升增加，需要對誤差進行補償[12-13]。三次諧波法不受二極管導通角和PWM斬波影響[11]，但三次諧波在完整導通周期內(nèi)具有6個過零點，因此其無法獨立獲取連續(xù)轉(zhuǎn)子位置信號，不利于動態(tài)下超前導通。磁鏈三次諧波與反電勢三次諧波間存在90°相位差，且該相位差不受轉(zhuǎn)速及負載情況影響。本文針對ESS驅(qū)動用HS-BLDCM，提出一種復合磁鏈基波與三次諧波的無位置控制方法，并將該方法檢測所需的三次諧波信號與轉(zhuǎn)子徑向力和電機損耗作為優(yōu)化條件，對電機本體進行優(yōu)化設計研究。

1 壓氣機主要參數(shù)

電動增壓系統(tǒng)工作時，空氣自蝸殼流入，電機高速旋轉(zhuǎn)，帶動壓氣機壓縮空氣，增壓后的空氣送至發(fā)動機進氣管。壓氣機的空氣質(zhì)量流量Gb是單位時間內(nèi)流過壓氣機的空氣質(zhì)量,可寫作:

(1)

式中,i為發(fā)動機汽缸數(shù);Vs為汽缸工作容積;n為發(fā)動機轉(zhuǎn)速;φc為充量系數(shù);φs為掃氣系數(shù);ρb為增壓空氣密度(kg/m3)。

壓氣機功率pb可寫作:

(2)

式中，ηb為壓氣機定熵效率;R為空氣氣體常數(shù);k為空氣定熵指數(shù);T0為壓氣機進口空氣溫度;πb=pb/p0為增壓比,表示為壓氣機出口空氣壓力與進口空氣壓力之比。

壓氣機由電機直驅(qū),壓氣機轉(zhuǎn)速即驅(qū)動電機轉(zhuǎn)速,電機轉(zhuǎn)矩可通過壓氣機功率和轉(zhuǎn)速求得。本文采用高速BLDCM作為電動增壓系統(tǒng)驅(qū)動電機,電機額定功率2 kW,額定電壓48 V,額定轉(zhuǎn)速110×103r/min。

2 HS-BLDCM結(jié)構(gòu)參數(shù)

包含轉(zhuǎn)子位置信息的反電勢信號受電樞反應和濾波電路影響,引起檢測誤差。表貼式磁極轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)受電樞反應影響小;且表貼式永磁體在轉(zhuǎn)子動力學和定子鐵心損耗表現(xiàn)均好于內(nèi)嵌式[14],而這關系到電機高速性能表現(xiàn),故以下永磁體結(jié)構(gòu)參數(shù)闡述均基于表貼式結(jié)構(gòu)。

2.1 槽極比

電機電壓電流頻率與轉(zhuǎn)速成正比,也與磁極極對數(shù)成正比,極對數(shù)增加會使頻率成倍增長,對逆變器造成沉重負擔,故該HS-BLDCM采用1對極。少槽方案同多槽方案相比,氣隙磁通密度諧波幅值大,轉(zhuǎn)子渦流損耗大[4,14]。本文采用12槽方案,并結(jié)合反電勢三次諧波無位置控制方式,對其氣隙磁密及反電勢的各次諧波分布進行研究。

三次諧波幅值若占相反電勢10%以上時可提升信噪比,從而提高抗干擾能力[9]。反電勢諧波幅值同電機轉(zhuǎn)速、氣隙磁密諧波幅值和繞組系數(shù)成正比,可表示如下

Em3∝ωBδ3kd3kp3ks3

(3)

ω為電機的機械角轉(zhuǎn)速,Bδ3為氣隙磁密三次諧波分量的幅值,kd3為三次諧波繞組分布系數(shù),kp3為三次諧波繞組節(jié)距系數(shù),ks3為三次斜槽系數(shù)。

不考慮斜槽,且定子采用整距單層繞組,(3)式可改寫為

Em3∝ωBδ3

(4)

即反電勢三次諧波幅值僅與電機轉(zhuǎn)速和氣隙磁密三次諧波相關。

極坐標下,永磁體中的時變電磁場由失量磁位Amg表示,其泊松方程為:

(5)

(6)

徑向充磁的永磁體產(chǎn)生方波磁密,較平行充磁蘊含更多的三次諧波[9,10]:

(7)

將(7)式代入(5)式,其通解可寫成:

(8)

式中

C1k=[(r/Rm)k+(Rr/Rm)k(r/Rr)-k]

(9)

(10)

式中，Rm為永磁體外徑;Rr為轉(zhuǎn)子鐵心外徑。轉(zhuǎn)子坐標系下,α=θr+ωrt。

永磁體渦流密度可表示為:

(11)

(12)

永磁體平均渦流損耗可表示為:

(13)

平均渦流損耗計算結(jié)果如圖1所示?？蛰d運行時,渦流損耗隨轉(zhuǎn)速而增加,相同轉(zhuǎn)速下各極弧系數(shù)αp對應的渦流損耗值則基本相同;帶額定負載運行時,永磁體渦流損耗隨αp和轉(zhuǎn)速的增加而增大。

圖1 轉(zhuǎn)子渦流損耗分布(12槽)

同理可求解氣隙處拉普拉斯方程得到對應矢量磁位,繼而求得定子無槽時靜態(tài)氣隙磁密徑向和切向分量的解析表達式如下:

×f(r)cos(npα)

(14)

×f(r)sin(npα)

(15)

式中,Br為永磁體剩磁;μr為永磁體相對磁導率;p為極對數(shù)。

定子開槽時會改變氣隙磁導分布,修正后的靜態(tài)氣隙磁密徑向和切向分量解析表達式如下:

(16)

式中,下標s代表開槽,λ為相對氣隙磁導,λa、λb分別為其實虛部。

圖2顯示了磁極極弧系數(shù)αp從0.7逐級增大至1時,氣隙磁密與反電勢三次諧波幅值變化情況。隨αp增加,氣隙磁密與反電勢三次諧波幅值呈上升趨勢,當αp>0.75時,反電勢三次諧波幅值占比為13%,αp=1時最高,為41%。αp位于該區(qū)間可產(chǎn)生足夠用于檢測的三次諧波。基于之前對永磁體渦流損耗的分析,兼顧對加工精度的考量,最終選擇極弧系數(shù)0.88。

圖2 極弧系數(shù)增加,氣隙磁密與反電勢三次諧波變化

轉(zhuǎn)子徑向力分布對電機振動模態(tài)和旋轉(zhuǎn)穩(wěn)定性有重要影響[16-17]。根據(jù)Maxwell Stress Tensor法,電機定子內(nèi)表面的徑向力與切向力密度分別如(17)式所示。

(17)

表貼式結(jié)構(gòu)氣隙磁密的徑向分量Bδr遠大于切向分量Bδt,因此徑向力密度主要由Bδr決定,同時切向力密度遠遠小于徑向力密度,因此在分析時可忽略切向密度。

(18)

式中,Ff為永磁體勵磁磁勢;Fa1、Fa2分別為電樞磁正向磁勢和逆向磁勢,Λ為磁導。將(18)式代入(17)式,有:

(19)

式中，z為定子鐵心槽數(shù);v為磁勢諧波次數(shù)。

定子12槽與6槽產(chǎn)生的徑向力比較如圖3所示,6槽產(chǎn)生的徑向力比12槽更高。因此相同轉(zhuǎn)速下,12槽振動更小,輸出更平穩(wěn)。綜上,本文選擇徑向充磁的1對極配合定子12槽作為ESS用HS-BLDCM定轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)方案。

圖3 定子12槽與6槽徑向力比較

2.2 材料選擇

電機基本鐵心損耗由磁滯損耗和渦流損耗組成。磁滯損耗由材料固有的B-H特性引起。渦流損耗由旋轉(zhuǎn)磁密在定子齒部和軛部中產(chǎn)生。磁滯損耗與渦流損耗可通過選擇合適的材料來減小。

選取定子鐵心的無取向電工硅鋼片時,厚度應盡可能薄,單位質(zhì)量損耗也應盡量低,如此可獲得更小的鐵損。轉(zhuǎn)子鐵心與軸采用45號電工鋼一體加工形成,避免轉(zhuǎn)子鐵心軛部偏窄,磁密過高引起的高損耗;同時轉(zhuǎn)軸與鐵心不存在空隙,不會因高離心力造成“爬軸”。45號電工鋼抗拉強度≥600 MPa,屈服強度≥355 MPa,滿足高速運行時強度要求。

永磁體選用燒結(jié)釹鐵硼,剩磁可達1.18～1.24T,矯頑力≥859kA/m,最大磁能積為263～286 kJ/m3,最高工作溫度220℃。釹鐵硼抗壓強度好(1 000 MPa),但抗拉強度弱 (<80 MPa)。對永磁體加裝護套可避免高速離心力對永磁體造成損壞。護套材料主要有復合材料和非導磁金屬。后者存在高頻渦流損耗大以及溫度集中的現(xiàn)象,高轉(zhuǎn)速下永磁體與護套接觸面溫度集中,永磁體形成局部失磁,故該電機采用碳纖維護套。

2.3 尺寸設計

定子齒、軛部尺寸影響該部位磁密數(shù)值。當轉(zhuǎn)速一定時,磁密越高,定子鐵損越高;同時定子軛部磁密過飽和會產(chǎn)生漏磁,引發(fā)電磁干擾。故在設計HS-BLDCM時定子齒、軛部尺寸時應給予一定余量。

永磁體厚度設計太薄對制造工藝要求高,成品率下降。HS-BLDCM的高離心力會造成薄永磁體的機械損壞,轉(zhuǎn)子渦流損耗形成的熱量也會導致永磁體部分熱量堆積而失磁。因此永磁體厚度不宜過薄。

電機磁密分布有限元計算結(jié)果如圖4所示。準確計算各部位磁密值關系到損耗[18]和溫度計算精度。額定負載運行時軛部磁密峰值為1.53T,位于鐵心材料B-H曲線飽和點之下。

圖4 電機負載運行磁密分布圖

3 散熱設計

電機自身熱量來自其不同位置產(chǎn)生的不同損耗,通過電機各部件與周圍環(huán)境進行熱交換并最終達到熱平衡。準確計算各部分損耗是獲得準確電機溫度分布的前提,也是有針對性的散熱設計的依據(jù)。

3.1 損耗

電機總損耗P1可表示為:

P1=PCu+PFe+PΩ+PΔ

(20)

式中，PCu為電機繞組損耗; PFe為電機鐵心損耗;PΩ為電機風摩損耗;PΔ為電機雜散損耗。

電機鐵心損耗由磁滯損耗和渦流損耗組成。磁滯損耗由材料固有特性引起,與頻率和磁密n次方的乘積成正比。渦流損耗由旋轉(zhuǎn)磁密在定子齒部和軛部中產(chǎn)生。齒部渦流損耗可寫作:

(21)

式中，ke為損耗比例系數(shù);ρi為鐵心密度(kg/m3);Vt為定子齒部體積;rag為氣隙半徑;p為極對數(shù);Wt為定子齒寬;ωs為定子電角速度;Btm為定子齒部磁密。

軛部渦流損耗可寫為:

(22)

式中，Vy為定子軛部體積;Bym為定子齒部磁密;αp為極弧系數(shù)。極弧系數(shù)越大,軛部渦流損耗越小。

繞組損耗可通過計算繞組阻值而來。HS-BLDCM繞組存在集膚效應,高頻特性引起導線截面上電流分布不均,減少有效導流截面。集膚深度可表示為:

(23)

式中，δ為集膚深度;f為頻率;μ0為真空磁導率;μr為導體相對磁導率;σ為導體電導率。導線直徑小于集膚深度時可有效降低集膚效應。在設計中采用了多根細線并繞來削弱集膚效應。

繞組線徑確定后,即可求得對應溫度下的繞組阻值。一相繞組阻值計算公式如(24)式所示:

(24)

式中，ρc為導體材料電阻率; lc為導體半匝平均長度; ac為導體截面積; Na為匝數(shù);αT為電阻溫度系數(shù);T為工作溫度。

3.2 溫度場計算

ESS用HS-BLDCM采用水/油冷卻,散熱效果會更佳,但這需對發(fā)動機整體管路進行重新設計。采用自然風冷散熱則只需針對電機本體,毋需對發(fā)動機做任何改動。

基于傳熱分析基本定律,在直角坐標系統(tǒng)下電機在某一穩(wěn)定區(qū)域的三維傳熱求解模型可歸結(jié)為如下邊值問題:

(25)

式中，T為電機溫度;λ為x、y、z 3個方向上的材料導熱系數(shù);qv為熱源密度。

定子鐵心與機殼之間存在微小氣隙[19],機殼表面通過對流方式散熱,為第三類邊界條件,可表示為:

-λ(?T/?n)w=α(T-Tf)

(26)

式中，(?T/?n)w為物體變截面上外法線方向的溫度梯度;α為散熱系數(shù);Tf為環(huán)境溫度。

聯(lián)立兩式,由變分法可得泛函極值

(27)

式中，D為求解域;l1為定子鐵心外表面,l2為機殼外表面。

電機轉(zhuǎn)子高速旋轉(zhuǎn)帶動氣隙空氣,定轉(zhuǎn)子間存在熱量對流轉(zhuǎn)換,因此需要在定子鐵心齒部表面和碳纖維綁扎帶外表面建立對流連接,同時采用有效導熱系數(shù)簡化計算,將靜止流體和流動空氣熱量傳遞視作相等,故導熱換熱效果可等價于氣隙對流換熱效果。

將定子內(nèi)表面和轉(zhuǎn)子外表面近似看作光滑圓柱面,氣隙雷諾數(shù)可表示為:

(28)

ω為轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速;δag為氣隙長度;μa為空氣運動黏度系數(shù)。

臨界雷諾數(shù)可寫作:

(29)

Di1為定子內(nèi)徑。

當Re < Recr時,氣隙中空氣流動為層流。高速電機Re ?Recr,空氣流動為紊流,對應有效導熱系數(shù)為:

(30)

D2為轉(zhuǎn)子外徑。

圖5 三維電機溫度云圖

散熱齒表面散熱系數(shù)為[20]:

α1=9.73+14v0.62

(31)

v為齒面表面風速。

基于以上計算結(jié)果建立帶散熱齒的三維電機模型,為模擬發(fā)動機艙內(nèi)高溫環(huán)境,將初始環(huán)境溫度設為60℃,帶額定負載電磁場損耗計算結(jié)果作為溫度場熱源,求解結(jié)果如圖5所示。600 s時電機散熱齒溫度89.5℃,端蓋78.4℃,定子繞組溫度101℃,永磁體溫度90.9℃。

圖6 熱量傳遞圖0～1 800 s

圖6中箭頭表示熱量傳遞方向。0～1 800 s時,定子繞組溫升快于轉(zhuǎn)子溫升,熱量由繞組向定子、散熱齒和轉(zhuǎn)子傳遞,其中600 s時定子繞組溫度101℃,轉(zhuǎn)子溫度91℃,溫度差近10℃。此后轉(zhuǎn)子溫度開始超過定子,轉(zhuǎn)子渦流損耗積蓄的熱量通過氣隙向定子側(cè)傳遞,如圖6b)所示。

4 無位置控制策略

2kW HS-BLDCM相電壓方程列寫如下:

(32)

式中，Rs、Ls分別為相電阻和等效電感。

反電勢傅里葉展開表達式為:

(33)

Em為反電勢各次諧波分量幅值。

將(33)式代入(32)式,由于三相電流之和為零,有:

ua+ub+uc=ea+eb+ec=

3Em3cos3ωet+3Em5cos5ωet+…=

3e3+3eho≈3e3

(34)

eho為高于三次諧波反電勢的高次諧波分量之和,由之前諧波分析可知高次諧波分量占比很小,可忽略不計。

轉(zhuǎn)子磁鏈三次諧波由反電勢三次諧波積分得到:

(35)

對三次諧波磁鏈求取反正弦,并根據(jù)三次磁鏈波形極性變化得到周期為120°的三角波,從而得到三次磁鏈角度θ3。由基波磁鏈角度θ1確定轉(zhuǎn)子所處區(qū)間,再經(jīng)由θ3確定具體角度,最終得出轉(zhuǎn)子準確位置θr。

(36)

式中，θ1=arctan(ψfβ/ψfα)。

5 實驗結(jié)果與分析

ESS高速驅(qū)動電機樣機如圖7所示。

圖7 高速電機樣機

性能實驗平臺如圖8所示。樣機主要設計參數(shù)如表1所示。電機帶額定負載轉(zhuǎn)速110×103r/min時,相電壓、相電流波形和磁鏈復合角度分別如圖9、圖10所示。

表1 ESS高速驅(qū)動電機基本參數(shù)

圖8 負載實驗平臺

圖9 負載電壓電流波形(110×103 r/min)

圖10 磁鏈基波/三次諧波復合角度

ESS電機啟動時刻轉(zhuǎn)速曲線與對應的增壓率變化曲線如圖11所示。速度響應曲線顯示了由于電機轉(zhuǎn)動慣量小,本文設計的電動增壓器僅需0.5 s左右即可啟動并提速至110×103r/min,動態(tài)響應迅速。 圖12為不同轉(zhuǎn)速對應的壓氣機流量特性曲線。

將樣機置于環(huán)境試驗箱中,環(huán)境溫度設置為60°C。通過安裝于電機永磁體、定子繞組和機殼處的溫度傳感器讀取溫度,溫升實驗結(jié)果如圖13所示。電機溫度在運行40分鐘后接近熱平衡,轉(zhuǎn)子永磁體溫度為155.3 °C,低于釹鐵硼極限工作溫度220 °C。定子繞組最終溫度穩(wěn)定在138.4 °C,實驗結(jié)果與溫度場計算結(jié)果一致。

圖11 電機速度響應曲線對應ESS增壓率 圖12 測得壓氣機工作特性曲線 圖13 HS-BLDCM溫升變化曲線

6 結(jié) 論

ESS由車載電源供電，與發(fā)動機天然解耦，發(fā)動機低轉(zhuǎn)速時即可介入工作， ESS由2 kW HS-BLDCM驅(qū)動，采用新型無位置傳感器控制方式，減小了電機體積重量。HS-BLDCM設計過程中，基于轉(zhuǎn)子徑向力分布、電機損耗以及磁鏈復合控制參數(shù)，采用電磁場-溫度場結(jié)合的方法對定轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)參數(shù)進行了設計優(yōu)化。并進行了實驗驗證，額定負載下，樣機從靜止提速至110×103r/min并達到增壓比1.23，僅用時 0.5 s，動態(tài)響應迅速，可有效降低發(fā)動機動力響應遲滯問題，并有以下結(jié)論：

1) HS-BLDCM空載永磁體渦流損耗受永磁體極弧系數(shù)影響較小，可忽略不計；但負載時極弧系數(shù)對渦流損耗影響明顯，極弧系數(shù)越大，渦流損耗越高。

2) 60 °C環(huán)境溫度下，樣機到達熱平衡狀態(tài)花費近40 min，前25 min定子繞組溫升是HS-BLDCM發(fā)熱的主要因素，之后轉(zhuǎn)子成為首要熱源。出于裕度考量，長時工作電機應增加外置散熱風扇；短時工作制的HS-BLDCM也應增加散熱面積以提升可靠性。

3) 極弧系數(shù)與三次諧波信號幅值成正比。相對較大的極弧系數(shù)提高了信噪比。高速負載實驗表明該基于磁鏈基波與三次諧波的復合控制方法切實可行并具有較高準確度。

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Analysis of the High-Speed Permanent Magnet Brushless DC Motor for Electric Supercharger System

Fang Chun1, Dou Manfeng1, Tan Bo1, Su Chao1, Zhang Lu2

1.Northwestern Polytechnical University, Xi′an 710072, China 2.AVIC Xi′an Flight Automatic Control Research Institute, Xi′an 710065, China

The electric supercharger system which is decoupled from the combust engine naturally, is composed of a high-speed brushless DC motor and a compressor. However the high loss density of high-speed motor would cause the heat concentration and demagnetization, also the resistance-inductance of winding is liable to get affected by high frequency, which generates commutation errors. In this paper, a novel sensorless control consisted of fundamental and 3rd harmonic flux is proposed. Simultaneously, rising the signal-to-noise ratio of 3rd harmonic flux, reducing the radial force of rotor and decline in motor loss and temperature rising are employed as the conditions, to optimize main parameters such as pole arc to pitch ratio. Three dimensional temperature field calculation method is adopted and heat propagation paths are different in different temperature rising stages is revealed. Performance experimental results of load condition indicate that the dynamic response of system is swift. The temperature of permanent magnet is much lower than the limited temperature, the view of heat propagation path is also verified.

electric supercharger, high-speed motors, brushless DC motors, air-gap flux field, motor loss, temperature field, Harmonic distribution, Harmonic flux, sensorless control, design of experiments

29016-09-02

方淳(1986—)，西北工業(yè)大學博士研究生，主要從事研究高性能驅(qū)動電機設計與控制的研究。

TM355

A

1000-2758(2016)06-1065-09