趙程　張科峰

摘 要： 為了適應(yīng)無線信道條件下的OFDM通信系統(tǒng)應(yīng)用，采用一種基于SNR估計(jì)的自適應(yīng)濾波技術(shù)，對(duì)初始信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行平滑濾波，降低噪聲對(duì)估計(jì)結(jié)果的影響，提高信道估計(jì)算法的誤碼率性能。在FPGA上實(shí)現(xiàn)設(shè)計(jì)后，占用查找表和觸發(fā)器資源分別為6 167和3 853，總體等效門面積降低了約8.34%。

關(guān)鍵詞： OFDM； 自適應(yīng)濾波； 信道估計(jì)； FPGA

中圖分類號(hào)： TN929.531?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2017）03?0004?03

Channel estimation improved algorithm based on

adaptive filtering and its implementation

ZHAO Cheng， ZHANG Kefeng

（School of Optical and Electronic Information， Huazhong University of Science and Technology， Wuhan 430074， China）

Abstract： In order to adapt to the OFDM communication system application under the condition of wireless channel， an adaptive filtering technology based on SNR estimation is used to perform the smoothing filtering for the initial channel estimation result， reduce the effect of noise on the estimation result， and improve bit error rate performance of the channel estimation algorithm. The design realized on FPGA makes the occupation of the lookup table and trigger resource become 6 167 and 3 853 respectively， and total equivalent gate area to be decreased by 8.34%.

Keywords： OFDM； adaptive filtering； channel estimation； FPGA

0 引 言

為了降低無線信道對(duì)OFDM系統(tǒng)通信質(zhì)量的影響，信道估計(jì)算法的優(yōu)化成為接收機(jī)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。傳統(tǒng)的信道估計(jì)算法即最小二乘估計(jì)算法[1]，該算法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但BER性能一般。文獻(xiàn)[2]提出一種基于頻域維納濾波器的信道估計(jì)算法，其BER性能較為理想，但硬件復(fù)雜度很高，不便于硬件實(shí)現(xiàn)，可調(diào)節(jié)濾波器的濾波抽頭可變，提高信道估計(jì)器的性能。文獻(xiàn)[3]提出一種基于可調(diào)濾波器的信道估計(jì)算法，文獻(xiàn)[4]對(duì)該算法進(jìn)行實(shí)現(xiàn)，但其濾波系數(shù)切換閾值為經(jīng)驗(yàn)值，對(duì)于無線通信這類信道條件比較惡劣的應(yīng)用而言，經(jīng)驗(yàn)值很難確定。

本文采用一種基于SNR估計(jì)的可調(diào)濾波器信道估計(jì)方案，并進(jìn)行了硬件算法優(yōu)化，使其相對(duì)于傳統(tǒng)信道估計(jì)優(yōu)化算法實(shí)現(xiàn)，消耗硬件資源更少。

1 信道估計(jì)改進(jìn)算法

在OFDM系統(tǒng)中，令發(fā)射端和接收端的第[n]個(gè)符號(hào)的第[k]個(gè)子載波分別為[Xn（k）]和[Rn（k）]。此時(shí)信道第[k]個(gè)子載波上的頻域沖擊響應(yīng)為[H（k），]加性噪聲為[Wn（k），]慢時(shí)變信道下，它們之間的關(guān)系可以簡(jiǎn)化為：

令長(zhǎng)訓(xùn)練序列的參考值為[Xp，]實(shí)際接收到的長(zhǎng)訓(xùn)練序列為[Rp，][εH（k）]為噪聲引起的估計(jì)誤差，[H（k）]為真實(shí)的沖擊響應(yīng)值，則實(shí)際經(jīng)過LS算法估計(jì)得到的沖擊響應(yīng)[H（k）]為：

由式（2）可以看出，如無噪聲干擾，[H]將與[H]一致，而降低噪聲影響則可以提高信道估計(jì)的準(zhǔn)確性。平滑濾波即是一種簡(jiǎn)單有效的降噪方法，但是實(shí)際濾波器性能并不理想，甚至?xí)肓炕`差等干擾。當(dāng)SNR條件足夠好時(shí)，濾波器引入的誤差甚至?xí)哂谠肼晫?dǎo)致的誤差，此時(shí)需要關(guān)掉平滑濾波器。

信道估計(jì)改進(jìn)算法的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，其中[H（k）]為初始信道估計(jì)結(jié)果。對(duì)于支持IEEE 802.11a/g的OFDM系統(tǒng)而言，在各種信道條件下，3抽頭濾波系數(shù)[0.274 1 0.451 86 0.274 1]是一組合適的濾波系數(shù)，判決閾值為10 dB時(shí)系統(tǒng)誤碼率性能較優(yōu)。當(dāng)信道條件更加確定時(shí)，可以設(shè)置更合適的SNR閾值和濾波系數(shù)，以達(dá)到更優(yōu)的BER性能。

2 信道估計(jì)電路設(shè)計(jì)

算法確定后，依據(jù)功能劃分，可以將信道估計(jì)電路分為初始信道估計(jì)器、SNR估計(jì)器、自適應(yīng)濾波器和ZF均衡器四個(gè)模塊。其中，自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)較為簡(jiǎn)單，主要比較SNR估計(jì)值和閾值的相對(duì)大小，并依此選擇初始估計(jì)結(jié)果是否通過平滑濾波器濾波。

2.1 初始信道估計(jì)器

對(duì)支持IEEE 802.11a/g的OFDM系統(tǒng)而言，幀結(jié)構(gòu)[5]中長(zhǎng)訓(xùn)練序列為重復(fù)的兩個(gè)，故可對(duì)初始估計(jì)結(jié)果求平均，去掉部分加性隨機(jī)噪聲干擾：

式中：[RLP1]和[RLP2]分別為實(shí)際接收到的第一個(gè)和第二個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列；[WLP1]和[WLP2]分別為實(shí)際接收到的第一個(gè)和第二個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列信息中的噪聲干擾；[XLP]為參考長(zhǎng)訓(xùn)練序列。

從FFT過來的數(shù)據(jù)包含訓(xùn)練序列和有效數(shù)據(jù)。首先，通過計(jì)數(shù)器提取第一個(gè)LTS，并依次將其存入深度為64的RAM中；然后，計(jì)數(shù)提取第二個(gè)LTS，同時(shí)與對(duì)應(yīng)的第一個(gè)LTS數(shù)值求和后右移一位，用移位簡(jiǎn)化二進(jìn)制除法運(yùn)算。另外，IEEE 802.11a/g協(xié)議中標(biāo)準(zhǔn)訓(xùn)練序列是1與?1的組合，據(jù)此可以進(jìn)一步簡(jiǎn)化式（3）中的除法運(yùn)算。當(dāng)序列[XLP]中當(dāng)前值為1時(shí)，[RLP1，RLP2]序列中的對(duì)應(yīng)值不變；當(dāng)[XLP]序列中當(dāng)前值為?1時(shí)，[RLP1，RLP2]序列中的對(duì)應(yīng)值取反。

2.2 SNR估計(jì)器

SNR估計(jì)采用一種基于空子載波的信噪比估計(jì)算法[6]。支持IEEE 802.11a/g協(xié)議的OFDM系統(tǒng)中，每幀數(shù)據(jù)均含有64個(gè)子載波，其中包括48個(gè)有效子載波、4個(gè)導(dǎo)頻子載波和12個(gè)空子載波。接收到的有效子載波上含有數(shù)據(jù)和噪聲總能量，空載波上僅含有噪聲能量。在FFT模塊之前，通過計(jì)數(shù)器分別取出標(biāo)號(hào)為1～26，-1～-26的有效子載波序列[y]和標(biāo)號(hào)為27～31，-27～-31以及0的空載波序列[x，]則信噪比的估計(jì)值為：

其中，求和通過多次兩兩相加實(shí)現(xiàn)，乘4可以通過左移二位實(shí)現(xiàn)?？紤]“求lg”運(yùn)算需要較大的硬件開銷，通過對(duì)圖1算法中SNR閾值Thred進(jìn)行“[10Therd10+1]”處理，規(guī)避掉式（4）中的“求lg”運(yùn)算。

2.3 ZF均衡器

迫零均衡器的結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示。其中，CE_IN_RE和CE_IN_IM分別為接收到的16位實(shí)部和虛部數(shù)據(jù)，Channel_Coef_Re_Fir和Channel_Coef_Im_Fir分別為信道估計(jì)得到的16位實(shí)部和虛部信道狀態(tài)參數(shù)，CE_OUT_RE和CE_OUT_IM分別為均衡輸出的16位實(shí)部和虛部數(shù)據(jù)，[1 1 14]表示有1位符號(hào)位、1位整數(shù)位和14位小數(shù)位。由于涉及到I，Q兩路數(shù)據(jù)的運(yùn)算，均衡器的設(shè)計(jì)關(guān)鍵即是復(fù)數(shù)除法器的實(shí)現(xiàn)。通過算術(shù)化簡(jiǎn)，將復(fù)數(shù)除法器分解為6個(gè)實(shí)數(shù)加法器、5個(gè)實(shí)數(shù)乘法器和2個(gè)實(shí)數(shù)除法器[7]的最簡(jiǎn)形式。

3 信道估計(jì)性能分析

使用ModelSim SE 10.1b對(duì)信道估計(jì)電路進(jìn)行功能仿真和時(shí)序仿真，仿真結(jié)果表明，該設(shè)計(jì)時(shí)序功能正確。采用Xilinx公司Virtex7系列XC7V285芯片綜合，資源消耗對(duì)比如表1所示?？梢钥闯霰疚乃惴▽?shí)現(xiàn)與文獻(xiàn)[8]比較，等效門面積降低了約8.34%；相比于文獻(xiàn)[9]，等效門面積降低了約36.18%。

另外，設(shè)計(jì)的最高綜合時(shí)鐘為175.144 MHz，遠(yuǎn)高于IEEE 802.11a/g協(xié)議規(guī)定的20 MHz時(shí)鐘要求[10]。

4 結(jié) 語

本文采用一種基于SNR估計(jì)的自適應(yīng)濾波技術(shù)，對(duì)初始信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行自適應(yīng)濾波，降低噪聲對(duì)估計(jì)結(jié)果的影響，提高信道估計(jì)算法的誤碼率性能，并通過對(duì)硬件算法的優(yōu)化，降低了電路資源消耗。

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