謝榮義

（江蘇科技大學 電子信息學院，江蘇 鎮(zhèn)江212003）

高效率永磁同步電機及其在車載空調中的應用研究

謝榮義

（江蘇科技大學 電子信息學院，江蘇 鎮(zhèn)江212003）

電動汽車用永磁同步電機能量來源為蓄電池，對效率要求較高。永磁同步電機因制造技術與實際工作環(huán)境因素等，其反電動勢很難保證理想的正弦波形。本文針對永磁同步電機高效率的特點作進一步分析研究，在永磁同步電機成熟控制技術矢量控制與電流跟蹤控制技術前提下引入針對非正弦反電動勢的電流諧波注入法，通過諧波注入的方法來改變永磁同步電機的驅動電流來適應非正弦反電動勢，減小轉矩脈動，從而減少不必要的能量損耗，提高永磁同步電機的效率。

永磁同步電機；矢量控制；諧波注入；高效率；轉矩脈動

永磁同步電機比同功率的其他交流電機體積小且重量輕，加之其結構簡單可以靈活進行控制，效率較高，比較適合應用在電動汽車驅動系統(tǒng)中，很多汽車廠商、高校、研究所等都在對電動汽車用永磁同步電機驅動系統(tǒng)進行研究開發(fā)[1]。通常我們采用的矢量控制或直接轉矩控制電機調速系統(tǒng)的性能能夠滿足基本需求，但這些控制系統(tǒng)的效率仍有提升空間，在電動汽車中，是用有限能量的電池進行供電的，所以其電機驅動系統(tǒng)的效率就變得非常重要，因而提高電機驅動系統(tǒng)效率對電動汽車的發(fā)展具有重要的現實意義[2]。由于制作工藝與實際應用環(huán)境的約束，使得永磁同步電機[3]的反電動勢呈現非正弦波形，這就造成了在輸入正弦波形三相驅動電壓的情況下會產生相應的轉矩脈動[4]，使得輸入能量以噪聲、轉速波動等形式散失。針對轉矩脈動的能量散失，從反電動勢入手，在矢量控制與電流跟隨控制技術的基礎上采用諧波注入的方式改變PMSM的三相驅動電流以適應非正弦反電動勢[5]，減小轉矩脈動[6]引起的噪聲與能量損失，提高效率，達到節(jié)能的目的[7]。

1 電動汽車空調系統(tǒng)

如圖1所示，電動汽車空調壓縮機系統(tǒng)主要由壓縮機、蒸發(fā)器、膨脹閥、冷凝器4個重要部分組成，它們構成一個循環(huán)回路[8]。壓縮機由直流動力電源供電，控制面板由單獨的12 V直流電源供電。電動汽車空調相比于傳統(tǒng)空調系統(tǒng)具有諸多優(yōu)點。純電動壓縮機空調系統(tǒng)可以采用全封閉的HFC134a（目前主要汽車空調用制冷劑）系統(tǒng)及制冷劑回收技術，整體的高度密封性可以減小正常運行以及修理維護時制冷劑的泄漏損失，從而減少了對環(huán)境的污染。壓縮機采用電機、變頻驅動器與壓縮機一體式結構，采用自身冷卻的方式進行散熱，不需要外部散熱設備，省去散熱能耗。以上諸多優(yōu)點使得永磁同步電機壓縮機控制簡單、體積縮小、效率提高[9]。

圖1 電動汽車車載空調系統(tǒng)框圖

2 PMSM矢量控制

2.1 坐標變換

由于電機定轉子之間存在相對運動，定轉子之間的位置關系是隨時間變化的，因此，定轉子各參量的電磁耦合關系十分復雜，為了簡化分析，建立可行的數學模型[10]，作如下假設：

1）忽略磁路飽和、磁滯和渦流影響。

2）PMSM的定子繞組三相對稱，空間上互差120°。

3）轉子上沒有阻尼繞組，永磁體沒有阻尼作用。

4）PMSM定子電勢按照正弦規(guī)律變化，忽略磁場場路中的高次諧波磁勢。

圖2 永磁同步電機三相模型

如圖2，設磁動勢波形時按正弦分布的，當三相總磁動勢與兩相總磁動勢相等時，三相繞組磁動勢在α、β軸上的投影應與兩相繞組磁動勢在α、β軸上的投影相等，并且各相磁動勢和有效匝數與電流乘積成正比[11]，所以可得：

其中，N1、N2分別表示三相電動機和兩相電動機定子每相繞組的有效匝數.由上式可得：

由上圖可知，dq軸與空間電流矢量Is都以同步電角頻率ωs旋轉，dq分量Isd、Isq的大小不變，可看做dq軸繞組恒定的直流磁動勢。由于αβ軸是相對靜止的，而dq軸是旋轉的，所以α軸與d軸的夾角φ會隨時間及d軸的旋轉而不斷變化，因此空間電流矢量Is在α、β軸上的分量Isα、Isβ的大小也會隨時間而變化，相當于αβ軸繞組的交流磁動勢的瞬時值。由圖可知，Isα、Isβ和Isd、Isq存在如式（4）所示的關系：

寫成矩陣形式如下：

式（5）為兩相旋轉坐標系變換到兩相靜止坐標系的變換矩陣。

兩邊均左乘變換矩陣的逆矩陣，可得到兩相靜止坐標系到兩相旋轉坐標系的變換，即Park變換為：

2.2 電流跟蹤PWM（CFPWM）控制技術

在矢量控制原有的主回路基礎上，采用電流閉環(huán)控制，使實際電流快速跟定給定值，在應用器件開關頻率允許的前提下，盡量選擇小的滯環(huán)寬度，以實現精度高、響應快的控制效果。如圖3所示為電流跟蹤PWM（Current Follow PWM，CFPWM）控制技術。其中，i*A為給定電流，iA為反饋采樣電流，±Ud/2為給定電壓值，VT1、VT4為IGBT，VD1、VD2為續(xù)流二極管，HBC為滯環(huán)控制器，其環(huán)寬為2h。以給定電流為正弦波為例，當iA＜i*A，且ΔiA=i*A-iA≥h，滯環(huán)控制器輸出正電平，VT1導通，此時輸出電壓為正，iA持續(xù)增大。直至iA=i*A+h，ΔiA=-h滯環(huán)翻轉，HBC輸出低電平，VT1管關斷，并經延時后啟動VT4。但由于負載為感性負載，電流iA不會突變，二極管VD4續(xù)流，使VT4反向鉗制而不能導通，輸出電壓為負，iA持續(xù)減小。當ΔiA=i*A-iA≥h后，滯環(huán)控制器輸出又變?yōu)檎娖?，VT1管再次導通，如此VT1與VD4交替導通工作，使輸出電流iA快速跟隨給定值i*A，兩者的偏差始終保持在±h范圍內。負半波的工作原理與正半波相同，只是VT4與VD1交替工作[12]。給定電流i*A的波形與輸出電流iA的波形如圖4所示。

圖3 電流跟蹤PWM控制技術原理圖

圖4 給定電流 i*A波形及輸出電流 iA波形

3 諧波電流注入

永磁同步電機的性能取決于定子繞組中的感應電動勢，而感應電動勢的幅值與波形主要是由氣隙中的磁密決定的。在理想情況下，假設永磁體之間緊密排列（即極弧系數為1的情況），可以滿足空氣氣隙的磁密呈正弦狀分布。但是大多的永磁體形狀都比較復雜，加工比較困難，加之國內生產廠家對價格比較敏感，加工成本達不到要求，致使永磁同步電機實際情況下很難保證完美的正弦波形反電動勢。

對于PMSM有如下公式：

式中Te為電磁轉矩，ω為轉速，ia、ib、ic為三相電流，ea、eb、ec為三相反電動勢。

由式（1），假設電機穩(wěn)定工作在恒定轉速（ω不變）與恒定負載（ia、ib、ic不變）的情況下，如果反電動勢ea、eb、ec非正弦存在波動，則會使得Te產生相應的波動，并產生噪聲，損失能量。

由交流電機旋轉磁場理論[13]，三相永磁同步電機的基波磁鏈與轉子做同步旋轉，5次諧波磁鏈與基波旋轉方向相反，旋轉速度為-5ω；7次磁鏈的旋轉方向與基波方向相同，速度為7ω；5次和7次諧波磁鏈產生的反電勢諧波都會導致永磁同步電機電磁轉矩產生6次脈動。經分析可得諧波幅值較大的主要成分為5次諧波與7次諧波，其余階次諧波[14]影響可近似忽略。文中將針對影響較大的5次、7次諧波進行分析、處理。

以相電流Ia為例，其五次諧波模型如下：

由clark變換可得

由park變換可得

其七次諧波模型如下：

由clark變換可得

由park變換可得

綜上：

由以上推導可知，為了抑制因反電動勢而產生的五次、七次諧波，只需對永磁同步電機的三相驅動電流進行相應的諧波注入即可。諧波注入算法原理框圖如圖5所示。

4 實驗研究

針對上述方法，采用以STM32F103C6T6為控制核心的驅動器來驅動永磁同步電機系統(tǒng)[15]，整個實驗系統(tǒng)由直流穩(wěn)壓電源、驅動器、永磁同步電機及磁滯測功機組成。實驗電機為永磁同步電機，電機參數為：額定功率P=1 kW；電子電阻Rs=0.65 Ω；d軸電感Ld=4.3 mH；q軸電感Lq=2.7 mH；永磁體磁鏈ψf= 0.036 Wb；極對數為3；直流母線電壓UDC=312 V，磁滯測功機轉矩設置為 0.8 NM。功率器件采用Infineon公司的三相IGBT逆變橋。實驗結果如下：

圖5 諧波注入算法原理框圖

圖6 加入諧波電流前相電流波形

圖7 加入諧波電流后相電流波形

圖6中顯示在加入諧波電流之前三相電流轉矩脈動較大，在加入諧波電流之后，如圖7所示，電流波形得到明顯改善。圖8為電流跟蹤PWM技術條件下三相電流波形，圖中可以清晰的看出電流的微小振蕩并以給定電流軌跡跟蹤運行。

圖8 電流跟蹤PWM技術電流波形

圖9 采用控制算法前后PMSM效率對比

表1 采用諧波注入算法前壓縮機性能參數

表2 采用諧波注入算法后壓縮機性能參數

圖9為用磁滯測功機測試的負載轉矩為0.8NM、電機轉速為4 500 rpm的采用控制算法注入算法前后的效率對比曲線。圖中可以看出在30~55 s之間電機穩(wěn)定運轉在4 500 rpm，此時效率相差大概3個百分點。采用上述控制算法后永磁同步電機的效率得到提升。

壓縮機性能測試臺能夠模擬真實情況下壓縮機的工作狀態(tài)，采用性能測試臺對壓縮機整體性能進行測試，實驗結果如下：

采用上述控制算法前測試穩(wěn)定工作狀態(tài)下壓縮機制冷量與壓縮機輸入功率如表1所示。

未采用上述控制算法時，能效比=制冷量/輸入功率=2.526/1.619=1.560 22；采用上述控制算法后測試穩(wěn)定工作狀態(tài)下壓縮機制冷量與壓縮機輸入功率如表2所示。

采用上述控制算法后，則能效比=制冷量/輸入功率=2.506/1.555=1.611 57；（1.611 57-1.560 22）/ 1.560 22×100%≈3%；忽略系統(tǒng)誤差、儀器設備誤差等影響，其測試結果與電機測試結果相吻合。

5 結 論

文中運用電流滯環(huán)跟蹤控制技術與諧波注入的方法對永磁同步電機非正弦反電動勢導致的轉矩脈動進行補償，改善永磁同步電機效率，提高壓縮機整體能效比。

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High efficiency permanent magnet synchronous motor and its application in automotive air conditioning

XIE Rong-yi
（Electronic Information Institute，Jiangsu University of Science and Technology，Zhenjiang 212003，China）

The energy source of the permanent magnet synchronous motor for electric is the storage battery，which requires high efficiency.Due to manufacturing technology and the actual working environment，it is difficult to guarantee the ideal sine wave of PMSM back electromotive force.Further analysis will be made with high efficiency of permanent magnet synchronous motor.A method of harmonic current injection for non sinusoidal back EMF is introduced，which based on the permanent magnet synchronous motor mature control technology of vector control and current follow control technology.Using the method of harmonic injection to change the driving current of permanent magnet synchronous motor to adapt to the non sinusoidal back EMF，reduced torque ripple，so as to reduce unnecessary energy loss and improve the efficiency of permanent magnet synchronous motor.

PMSM；vector control；harmonic injection；high efficiency；torque ripple

TN801

：A

：1674－6236（2017）01-0123-05

2016-01-08稿件編號：201601146

謝榮義（1990—），男，江蘇徐州人，碩士。研究方向：電機控制。