萬求真+吳瀟婷+徐蒙+徐丹丹

摘 要：在傳統(tǒng)共柵放大器結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，基于0.18 μm CMOS工藝，提出一種帶多重反饋環(huán)路技術(shù)的0.8～5.2 GHz寬帶低噪聲放大器（LNA）. 該電路采用的負反饋結(jié)構(gòu)在改善噪聲系數(shù)和輸入阻抗匹配的同時并不需要消耗額外的功耗；采用的雙重正反饋結(jié)構(gòu)增加了輸入級MOS管跨導(dǎo)設(shè)計的靈活性，并可通過輸出負載阻抗反過來控制輸入阻抗匹配，使得提出的LNA在寬頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)功率增益、輸入阻抗與噪聲系數(shù)的同時優(yōu)化. 后版圖仿真結(jié)果顯示，在0.8～5.2 GHz頻段內(nèi)，該寬帶LNA的功率增益范圍為12.0～14.5 dB，輸入反射系數(shù)S11為-8.0～-17.6 dB，輸出反射系數(shù)S22為-10.0～-32.4 dB，反向傳輸系數(shù)S12小于-45.6 dB，噪聲系數(shù)NF為3.7～4.1 dB. 在3 GHz時的輸入三階交調(diào)點IIP3為-4.0 dBm. 芯片在1.5 V電源電壓下，消耗的功率僅為9.0 mW，芯片總面積為0.7 mm×0.8 mm.

關(guān)鍵詞：CMOS；射頻集成電路；低噪聲放大器；寬帶；多重反饋環(huán)路技術(shù)

中圖分類號：TN432；TN722 文獻標(biāo)志碼：A

Design of a 0.8～5.2 GHz CMOS Wideband LNA Employing Multiple Feedback Loop Technique

WAN Qiuzhen，WU Xiaoting，XU Meng，XU Dandan

（College of Physics and Information Science， Hunan Normal University， Changsha 410081， China）

Abstract：Based on the traditional common-gate （CG） amplifier configuration， a 0.8～5.2 GHz wideband LNA employing multiple feedback loop technique using a 0.18 μm CMOS technology was presented. The negative feedback structure of the LNA can improve the noise figure and input impedance matching， while it does not require additional power consumption. The dual positive feedback structure of the LNA can also increase the flexibility of input MOS transistor transconductance， and in turn control the input impedance matching by the output load impedance. The combination of these techniques would optimize the power gain， input impedance， and noise figure simultaneously over a wide frequency range. Post-layout simulation results show that the wideband LNA has a power gain S21 of 12.0～14.5 dB， an input return loss S11 of -8.0～-17.6 dB， an output return loss S22 of -10.0～-32.4 dB， and a reverse isolation S12 of less -45.6 dB in the frequency range of 0.8～5.2 GHz. A noise figure of 3.7～4.1 dB was also obtained in the required band with a power dissipation of 9.0 mW under a supply voltage of 1.5 V. The input third-order intercept point （IIP3） is -4.0 dBm at 3 GHz. The chip area including testing pads is only 0.7 mm×0.8 mm.

Key words：CMOS； RF integrated circuits； low noise amplifier （LNA）； wideband； multiple feedback loop technique

在當(dāng)前的無線通信領(lǐng)域中，各種各樣的協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)不斷涌現(xiàn)，如2G/3G/4G （移動通信網(wǎng)）、WLAN （無線局域網(wǎng)）、RFID（射頻識別）、Bluetooth（藍牙）、UWB（超寬帶）、GPS（全球定位系統(tǒng)），它們都在各自特定的無線通信領(lǐng)域中發(fā)揮著重要作用.這些無線通信方式大大促進了社會生產(chǎn)力的發(fā)展以及人與人之間信息的交流.然而，無論是2G/3G/4G、WLAN還是RFID等，它們都有著自身協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)不能完成的通信活動.目前，隨著下一代寬帶無線通信技術(shù)的高速發(fā)展，人們對無線通信的需求已遠非停留在單一標(biāo)準(zhǔn)、單一應(yīng)用上，而是朝著多標(biāo)準(zhǔn)融合的方向不斷前進.因此，滿足多標(biāo)準(zhǔn)融合的收發(fā)機系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及其關(guān)鍵單元電路研究將是未來射頻集成電路的發(fā)展趨勢[1-3].

作為射頻集成電路中的一種關(guān)鍵單元電路，低噪聲放大器（LNA， low-noise amplifier）無疑成為研究的熱點.LNA位于射頻接收機的最前端，它對整個接收機系統(tǒng)的靈敏度和動態(tài)范圍起著決定性作用.對于LNA設(shè)計除了要求有優(yōu)異的噪聲性能外，為了能夠抑制后級模塊的噪聲對整體接收機噪聲的影響還應(yīng)具有足夠的功率增益；同時為了保證LNA在比較大的信號動態(tài)范圍內(nèi)能夠正常工作，不出現(xiàn)失真，要求LNA應(yīng)具有適當(dāng)?shù)木€性度；為了實現(xiàn)功率最大傳輸，好的輸入輸出阻抗匹配也是LNA設(shè)計中需要的；另外，還要滿足諸如增益平坦度、反向隔離度以及功耗等性能指標(biāo).

為了同時滿足多種協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)融合，LNA主要有以下幾種實現(xiàn)方法.傳統(tǒng)的方法是采用多路LNA并行輸入，在多個LNA通道之間，針對各種協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)的中心工作頻率分別進行匹配，它可以實現(xiàn)較好的噪聲系數(shù)和功率增益，但缺點是芯片面積和功耗較大[4].目前常用的多標(biāo)準(zhǔn)解決方案有寬帶LNA和可配置LNA.寬帶LNA可同時覆蓋多種協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)的工作頻率，能適應(yīng)多標(biāo)準(zhǔn)共存的要求，但它也會放大目標(biāo)信道附近的干擾信號，很容易造成通道的阻塞，從而提高了設(shè)計電路的線性度要求，也難以獲得好的綜合性能指標(biāo)[5-6].可配置LNA通過數(shù)字控制模塊來實現(xiàn)電路的可調(diào)諧，采用開關(guān)電容陣列或MOS開關(guān)來選通不同的中心工作頻率，可以保持帶外干擾信號的免疫特性，但它很難在多種協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)下同時獲得好的阻抗匹配和低噪聲系數(shù)[7-8].因而，在多標(biāo)準(zhǔn)射頻接收機中，LNA的設(shè)計與研究是一個很大的挑戰(zhàn).

鑒于此，本文在傳統(tǒng)共柵放大器結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，設(shè)計并實現(xiàn)一種帶多重反饋環(huán)路技術(shù)的0.8～5.2 GHz寬帶LNA.該寬帶LNA采用了雙重正反饋結(jié)構(gòu)與負反饋結(jié)構(gòu)相結(jié)合的多重反饋環(huán)路技術(shù)，它增加了輸入級MOS管跨導(dǎo)的設(shè)計靈活性，可以獲得良好的線性度，并同時優(yōu)化LNA的輸入阻抗匹配、噪聲系數(shù)、功率增益和功耗性能.仿真與實驗結(jié)果表明，設(shè)計的寬帶LNA在寬頻率范圍內(nèi)具有良好的綜合性能指標(biāo).在0.8～5.2 GHz頻段內(nèi)，該寬帶LNA的功率增益范圍為12.0～14.5 dB，輸入反射系數(shù)S11為-8.0～-17.6 dB，輸出反射系數(shù)S22為-10.0～-32.4 dB，反向傳輸系數(shù)S12小于-45.6 dB，噪聲系數(shù)NF為3.7～4.1 dB.在3 GHz時的輸入三階交調(diào)點IIP3為-4.0 dBm.此外，該電路在滿足下一代寬帶無線通信應(yīng)用的同時，具有低壓低功耗的特點.

1 電路結(jié)構(gòu)與性能分析

1.1 傳統(tǒng)共柵放大器

在傳統(tǒng)的寬帶LNA拓撲結(jié)構(gòu)中，如分布式放大器[9]、共柵放大器[10]、并聯(lián)負反饋放大器[11]等，共柵放大器由于輸入阻抗固有的匹配特性與高線性度而被廣泛關(guān)注.為了同時滿足多種協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)融合，實現(xiàn)寬頻率范圍內(nèi)的輸入阻抗匹配和良好綜合性能指標(biāo)，本文寬帶LNA設(shè)計將基于傳統(tǒng)共柵放大器結(jié)構(gòu)進行研究.圖1（a）中給出了傳統(tǒng)差分共柵放大器的電路圖.在圖1（a）中，差分電壓增益Av、差分輸入阻抗Zin和噪聲系數(shù)F（其中NF=10log 10F）可以表示為[12]：

其中g(shù)m1為輸入放大管M1的跨導(dǎo)，RS為信號源內(nèi)阻，γ是溝道電流熱噪聲系數(shù)，α=gm1/gd01，gd01是M1管中VDS零偏置下的漏極電導(dǎo).式（3）中的第三項表示輸出負載ZL的噪聲貢獻.從式（1）～式（3）中可以看出，共柵放大器的輸入阻抗Zin受頻率變化影響較小，適合作為寬帶LNA的輸入匹配級；但共柵放大器的噪聲系數(shù)與輸入跨導(dǎo)gm1成反比，而輸入跨導(dǎo)gm1的大小受輸入阻抗匹配限制（Zin=2RS=100 Ω，即gm1RS=1）；這就限制了輸入跨導(dǎo)gm1一般不會很大，導(dǎo)致共柵放大器的噪聲系數(shù)會很大，另外由于輸入跨導(dǎo)gm1相對較低而不能提供較高的功率增益.

1.2 帶電容耦合技術(shù)的負反饋共柵放大器

為了獲得高功率增益與低噪聲系數(shù)，需要增大共柵放大器中輸入放大管M1的跨導(dǎo)，但輸入阻抗隨之降低，惡化輸入阻抗匹配，這將反過來增加電路的功率消耗.為緩解這一限制，有文獻采用電容耦合技術(shù)充當(dāng)負反饋結(jié)構(gòu)，對傳統(tǒng)共柵放大器進行改進[13-15].

圖1（b）給出了負反饋共柵放大器的結(jié)構(gòu)圖.在圖1（b）中，設(shè)ANEG為負反饋結(jié)構(gòu)的環(huán)路增益.當(dāng)在輸入放大管M1的源極和柵極引入-ANEG的增益后，放大管M1的有效跨導(dǎo)gm1會增加（1+ANEG）倍，此時輸入阻抗匹配條件可表示為gm1（1+ANEG）RS=1，α系數(shù)也同樣增加到原來的（1+ANEG）倍.圖1（c）是圖1（b）的具體電路實現(xiàn)形式，它為采用電容耦合技術(shù)實現(xiàn)的差分負反饋共柵放大器電路圖.在圖1（c）中，輸入信號由放大管M1的源極經(jīng)耦合電容（Ca）交叉連接在反向放大管M1的柵極，電容耦合技術(shù)為放大管M1開辟了一條負反饋環(huán)路.此時，環(huán)路增益ANEG可以表示為Ca-Cgs1/Ca+Cgs1，由于Ca遠大于放大管M1的柵源寄生電容Cgs1，則ANEG的值近似為單位1.圖1（c）中的差分電壓增益Av、差分輸入阻抗Zin和噪聲系數(shù)F變成為：

可以看到，在滿足輸入阻抗匹配（gm1（1+ANEG）RS=1）條件下，引入的負反饋結(jié)構(gòu)不增加新的噪聲和非線性源，它可以增強輸入放大管M1的有效跨導(dǎo)，這將意味著消耗更少的直流偏置電流，產(chǎn)生更少的M1管溝道電流熱噪聲，因此它能在改善噪聲系數(shù)的同時并不需要消耗額外的功耗.

1.3 提出的基于多重反饋環(huán)路技術(shù)的寬帶LNA

在負反饋共柵放大器中，輸入放大管M1的跨導(dǎo)由gm1增強到gm1（1+ANEG），在滿足輸入阻抗匹配（gm1（1+ANEG）RS=1）條件下，輸入放大管M1的跨導(dǎo)gm1卻被限制在10 mS，這導(dǎo)致了較低的功率增益.為了滿足多種協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)融合，需要增加輸入管M1跨導(dǎo)gm1的設(shè)計靈活性，本文在圖1（c）的基礎(chǔ)上，提出一種基于多重反饋環(huán)路技術(shù)的寬帶LNA，具體電路圖如圖2（a）所示；它將雙重正反饋結(jié)構(gòu)與負反饋結(jié)構(gòu)結(jié)合起來進行設(shè)計，其原理圖如圖2（b）所示.一方面，由M2管與電容Cb構(gòu)成的正反饋環(huán)路Apos1并行跨接在輸入放大管M1的源極與共柵管M4的漏極之間.另一方面，由M3管替代傳統(tǒng)共柵放大器的尾部電流源，它與耦合電容Cc一起，產(chǎn)生另一條正反饋環(huán)路Apos2.雙重正反饋結(jié)構(gòu)Apos1，Apos2的聯(lián)合設(shè)計，將在圖1（c）的基礎(chǔ)上增加輸入跨導(dǎo)gm1設(shè)計的靈活性，使得研究的寬帶LNA在滿足輸入阻抗匹配的同時，可以獲得更大的功率增益和更小的噪聲系數(shù).下面對圖2中多重反饋環(huán)路技術(shù)進行分析.

1.3.1 輸入阻抗

當(dāng)輸入電流Iin加入到放大管M1的源極時，由M2管與M3管各自構(gòu)成的正反饋環(huán)路將分別產(chǎn)生一個與輸入電流同相的反饋電流Ipos1和Ipos2，電流方向如圖2（b）所示.由于增加了正反饋環(huán)路電流Ipos1和Ipos2的影響，提出的寬帶LNA的輸入阻抗Zin可表示為：

其中，gm1和gm2為MOS管M1和M2的跨導(dǎo).Apos1，Apos2為各自構(gòu)成的正反饋環(huán)路增益.Apos1=gm2Zload（ω），Apos2=gm3/2gm1，在電路設(shè)計中設(shè)置（Apos1+Apos2）<1以滿足LNA的穩(wěn)定性.從上式中可以看出，輸入放大管M1的跨導(dǎo)gm1值打破了傳統(tǒng)共柵放大器輸入阻抗匹配的限制.在此時輸入阻抗匹配gm1（1+ANEG）（1-Apos1-Apos2）RS=1條件下，gm1可以通過選擇雙重正反饋（Apos1+Apos2）的值來靈活設(shè)置，因此輸入跨導(dǎo)gm1可以比傳統(tǒng)共柵放大器結(jié)構(gòu)高得多.

如當(dāng)Apos1+Apos2=0.8，ANEG=1時，gm1=50 mS，這將顯著增加功率增益.另外，由M2管構(gòu)成的正反饋結(jié)構(gòu)的環(huán)路增益Apos1為gm2Zload（ω），正反饋環(huán)路Apos1可以通過輸出負載阻抗Zload（ω）反過來控制輸入阻抗匹配，從而進一步增加了輸入阻抗設(shè)計的靈活性.

1.3.2 電流增益

相比于傳統(tǒng)共柵放大器的電流增益受限為1，而引入雙重正反饋結(jié)構(gòu)的共柵放大器的電流增益將大于1，增強的電流增益可用來改善寬帶LNA的噪聲系數(shù).在圖2（b）中，提出的寬帶LNA的輸出電流Iout由信號源提供的輸入電流Iin與由M2，M3管各自產(chǎn)生的正反饋電流Ipos1，Ipos2之和組成，寬帶LNA的電流增益可以表示為：

從式（8）中可以看出，提出的寬帶LNA的電流增益可以通過雙重正反饋結(jié)構(gòu)的環(huán)路增益Apos1，Apos2來進行控制，如同上面分析中的輸入阻抗Zin一樣.

1.3.3 噪聲系數(shù)

在噪聲系數(shù)的分析中，本文忽略MOS管柵極電阻噪聲，只考慮MOS管溝道電流熱噪聲對輸出噪聲的貢獻.在提出的基于多重反饋環(huán)路技術(shù)的寬帶LNA中，包括信號源內(nèi)阻的噪聲電流源主要有5種.輸入放大管M1的噪聲電流全部流過負載阻抗Zload（ω），對差分電路噪聲系數(shù)的貢獻為：

可以看出，輸入放大管M1的噪聲貢獻與正反饋結(jié)構(gòu)Apos1的增益上升成比例下降關(guān)系，相比于傳統(tǒng)的共柵放大器，輸入放大管M1的噪聲貢獻被大約降低至原來的（1-gm2Zload（ω））/2.另外，M2管的噪聲電流并不直接流過輸出負載，而是通過正反饋結(jié)構(gòu)Apos1來影響輸出噪聲貢獻，它對差分電路噪聲系數(shù)的貢獻為γαgm2RS；M3管的噪聲電流對差分電路噪聲系數(shù)的貢獻為γαgm3RS；輸出負載Zload（ω）對噪聲系數(shù)的貢獻為RSZload（ω）（1+12gm1RS）2.將以上4種噪聲電流源與信號源內(nèi)阻噪聲全部加起來得到總的噪聲系數(shù)為：

從式（10）中可以看出，雙重正反饋結(jié)構(gòu)的引入提高了輸入放大管M1的跨導(dǎo)，增大了功率增益，大大降低了輸入放大管M1的噪聲貢獻，雖然在雙重正反饋結(jié)構(gòu)中同時引入了M2管與M3管的額外噪聲貢獻，但相比輸入放大管M1噪聲貢獻的降低，額外的噪聲源引入的噪聲貢獻可以忽略不計.

因此，在本文提出的寬帶LNA中，可以看到，由耦合電容（Ca）交叉連接構(gòu)成的負反饋結(jié)構(gòu)與由M2，M3管構(gòu)成的雙重正反饋結(jié)構(gòu)一起，多重反饋環(huán)路技術(shù)增加了輸入管M1跨導(dǎo)gm1的設(shè)計靈活性，從而可以優(yōu)化寬帶LNA的輸入阻抗匹配、功率增益、噪聲系數(shù)和功耗性能.

另外，為了使提出的寬帶LNA在足夠?qū)挼念l率范圍內(nèi)具有平坦增益，輸出負載Zload（ω）采用電感Lb和電阻Rb構(gòu)成的串聯(lián)峰值結(jié)構(gòu).其中，負載電阻Rb用來增大低頻頻段的電壓增益；而串聯(lián)峰值電感Lb的等效阻抗值會隨著頻率的增加而增大，它可以補償寄生電容的影響來達到高平坦增益和好的寬帶特性.在輸出級，為了實現(xiàn)寬帶輸出阻抗匹配，在放大器的后面連接有一個源極跟隨器，由M5管和M6管構(gòu)成的源極跟隨器具有較高的輸入阻抗和中等的輸出阻抗.同時，共柵管M4堆疊在輸入放大管M1之上，它可以抑制輸入放大管M1的柵漏寄生電容Cgd1，減少密勒效應(yīng)，增加電路的穩(wěn)定性，為寬帶LNA提供很好的反向隔離性能.

2 實驗結(jié)果分析

本文提出的0.8～5.2 GHz寬帶LNA采用0.18 μm CMOS工藝，在Cadence SpectreRF中對電路進行仿真，采用Cadence Virtuoso軟件進行版圖設(shè)計.在版圖設(shè)計時，盡量采用對稱結(jié)構(gòu)進行繪制，同時盡量減小版圖設(shè)計面積；所有有源和無源元件，包括片上螺旋電感和MIM（Metal-Insulator-Metal）電容都在片集成.通過對電路原理圖和版圖的多次迭代優(yōu)化以后，將版圖中提取出來的所有寄生參數(shù)代入電路原理圖中進行后仿真.圖3為本文提出的寬帶LNA的芯片版圖照片，它包括測試焊盤（PAD）在內(nèi)的版圖總面積為0.7 mm×0.8 mm.

圖4顯示了后仿真的輸入反射系數(shù)S11，在0.8～5.2 GHz頻率范圍內(nèi)，仿真的S11為-8.0～-17.6 dB，實現(xiàn)了較好的輸入阻抗匹配性能.仿真的S11結(jié)果也進一步驗證了雙重正反饋結(jié)構(gòu)與負反饋結(jié)構(gòu)的結(jié)合技術(shù)在寬帶輸入阻抗匹配中的成功設(shè)計.圖4同時給出了后仿真的輸出反射系數(shù)S22，在0.8～5.2 GHz頻率范圍內(nèi)，仿真的S22為-10.0～-32.4 dB，具有很好的輸出阻抗匹配性能.與前仿真結(jié)果相比，后仿真的S11與S22稍有一些下降，其原因可能是不精確的電感模型或輸入輸出測試PAD中的寄生電容所引起的.

圖5顯示了后仿真的功率增益特性，仿真的功率增益在0.8～5.2 GHz頻率范圍內(nèi)為12.0～14.5 dB，平均功率增益為13.25 dB，且增益平坦度保持

在±1.25 dB范圍內(nèi)，具備了較好的增益平坦度性能.圖5同時給出了寬帶LNA的反向傳輸系數(shù)S12，仿真的S12在0.8～5.2 GHz頻率范圍內(nèi)保持在-45.6 dB以下，具有很好的反向隔離度.由于提出的寬帶LNA中采用共柵MOS管層疊結(jié)構(gòu)，通過共柵管M4的反向隔離作用，S12可以滿足設(shè)計要求.

對于噪聲系數(shù)的后仿真如圖6所示，在0.8～5.2 GHz頻率范圍內(nèi)噪聲變化比較平緩，仿真的噪聲系數(shù)在3.7～4.1 dB范圍內(nèi)變化，平均噪聲系數(shù)NF為3.9 dB，達到了很優(yōu)越的噪聲特性.后仿真的NF稍大于它的前仿真結(jié)果，其原因可能是片上電感的有限Q值和深亞微米工藝下存在的不可忽略的寄生參數(shù)所導(dǎo)致的.另外，為了觀察寬帶LNA的線性度，采用雙頻輸入法對輸入三階交調(diào)點（IIP3）進行仿真，用兩個信號源分別產(chǎn)生3.0 GHz和3.01 GHz的輸入信號，它們的輸入信號功率都設(shè)置為-30 dBm.如圖7所示，仿真得到的IIP3約為-4.0 dBm，表明該寬帶LNA實現(xiàn)了良好的線性度性能.在以上的電路仿真過程中，提出的寬帶LNA采用1.5 V的電源電壓，它不包括源極跟隨器的電流消耗為6.0 mA，消耗的功率僅為9.0 mW，可以滿足低壓低功耗電路的設(shè)計要求.

本文提出的寬帶LNA與最近發(fā)表的寬帶LNA的比較結(jié)果如表1所示.從表中可以看出，該寬帶LNA在0.8～5.2 GHz頻率范圍內(nèi)，與類似工作頻帶下的放大器相比，在電壓、功耗設(shè)計上具有一定優(yōu)勢，同時該寬帶LNA在噪聲系數(shù)、功率增益、線性度、輸入輸出阻抗匹配與芯片面積等各個性能指標(biāo)之間進行了折中，具有更好的綜合性能指標(biāo).

3 結(jié)束語

本文基于0.18 μm CMOS工藝，設(shè)計并實現(xiàn)了一種帶多重反饋環(huán)路技術(shù)的0.8～5.2 GHz寬帶LNA.該電路在傳統(tǒng)共柵放大器結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，采用的負反饋結(jié)構(gòu)在改善噪聲系數(shù)和輸入阻抗匹配的同時并不需要消耗額外的功耗；采用的雙重正反饋結(jié)構(gòu)可通過輸出負載阻抗反過來控制輸入阻抗匹配，且增加了輸入級MOS管跨導(dǎo)設(shè)計的靈活性，使得提出的寬帶LNA能夠同時達到高的功率增益，良好的阻抗匹配和較低的噪聲性能.后版圖仿真結(jié)果顯示，在0.8～5.2 GHz頻率范圍內(nèi)，最大功率增益S21為14.5 dB，輸入反射系數(shù)S11小于-8.0 dB，輸出反射系數(shù)S22小于-10.0 dB，噪聲系數(shù)NF為3.7～4.1 dB.在3 GHz時的輸入三階交調(diào)點IIP3為-4.0 dBm，具有良好的線性度.在1.5 V電源電壓下，消耗的功率僅為9.0 mW.本文提出的雙重正反饋結(jié)構(gòu)與負反饋結(jié)構(gòu)相結(jié)合的多重反饋環(huán)路技術(shù)，為深亞微米工藝下設(shè)計單片集成的CMOS寬帶LNA提供了參考.

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