肖文靜，唐 健，代同振

（中國(guó)東方電氣集團(tuán)有限公司中央研究院，成都610000）

基于IGBT開(kāi)關(guān)過(guò)程的變流器雜散電感分析方法

肖文靜，唐 健，代同振

（中國(guó)東方電氣集團(tuán)有限公司中央研究院，成都610000）

在IGBT關(guān)斷的瞬態(tài)過(guò)程中，變流器雜散電感會(huì)使 IGBT的集、射極之間產(chǎn)生較高的電壓尖峰，從而造成較大的電磁干擾，甚至導(dǎo)致IGBT損壞。若能測(cè)量變流器雜散電感，則可在一定程度上預(yù)估該電壓尖峰，并設(shè)計(jì)適當(dāng)?shù)木彌_電路。本文分析了IGBT開(kāi)通和關(guān)斷瞬態(tài)過(guò)程中各階段的電壓和電流，提出了一種優(yōu)化的基于IGBT開(kāi)關(guān)過(guò)程的大功率變流器雜散參數(shù)分析方法。通過(guò)雙脈沖測(cè)試方法對(duì)西門(mén)康功率器件SKM400GAL176D的開(kāi)關(guān)過(guò)程進(jìn)行測(cè)試，獲取其開(kāi)通和關(guān)斷瞬態(tài)過(guò)程曲線(xiàn)，利用前述方法計(jì)算出母排雜散電感。將計(jì)算結(jié)果與仿真軟件提取結(jié)果、E4980A阻抗分析儀測(cè)試結(jié)果進(jìn)行對(duì)比，驗(yàn)證了該方法的準(zhǔn)確性與實(shí)用性。

雜散電感；絕緣柵雙極性晶體管（IGBT）；雙脈沖測(cè)試

在大功率變流器中，由于元器件和直流母排存在雜散參數(shù)，IGBT開(kāi)通和關(guān)斷過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生較大的電壓和電流尖峰，特別是IGBT關(guān)斷瞬間集射極間的電壓尖峰很大，增大了開(kāi)關(guān)損耗［1］,產(chǎn)生較強(qiáng)的電磁干擾［2］，甚至引起電路諧振［3］。大功率變流器中的雜散參數(shù)包括母線(xiàn)電容寄生電感、母排雜散電感和電阻、開(kāi)關(guān)器件引線(xiàn)電感和連接螺栓雜散電感等，其中影響IGBT開(kāi)關(guān)特性的主要是母排雜散電感［1-5］。

為了降低母排雜散電感，目前大功率變流器中普遍采用疊層母排［3-5］，以降低關(guān)斷電壓尖峰，減小緩沖電路的壓力。由于疊層母排結(jié)構(gòu)通常比較復(fù)雜，采用解析方法計(jì)算雜散參數(shù)的精度很低，因此通常采用數(shù)值計(jì)算法（如有限元法［6］、部分單元等效電路法［7］等）、建模仿真法（Ansoft Maxwell軟件、Ansoft Q3D Extractor軟件［8］等），但建模過(guò)程繁瑣復(fù)雜，仿真軟件價(jià)格昂貴；也可采用阻抗分析儀直接測(cè)量，但阻抗分析儀適合測(cè)量分立器件，對(duì)雜散參數(shù)測(cè)量精度較低。目前更實(shí)用的方法是采用間接測(cè)量法，利用測(cè)試電路獲取 IGBT開(kāi)通和關(guān)斷瞬態(tài)電壓過(guò)沖和對(duì)應(yīng)的電流變化率di（t）/dt，并根據(jù)電感伏安特性 u（t）=Ldi（t）/dt來(lái)計(jì)算母排雜散參數(shù)［9-10］。由于IGBT開(kāi)關(guān)過(guò)程中電流變化率不斷變化，為了降低具體選擇的開(kāi)關(guān)時(shí)刻隨機(jī)性誤差，文獻(xiàn)［9-10］將IGBT的開(kāi)關(guān)過(guò)程分為多個(gè)階段，并選擇其中對(duì)雜散電感提取最有利的階段進(jìn)行計(jì)算。

本文提出了一種基于IGBT開(kāi)關(guān)過(guò)程的變流器雜散電感間接測(cè)量方法，在直流母線(xiàn)端并聯(lián)吸收電容，采用雙脈沖測(cè)試方法測(cè)量IGBT的開(kāi)通和關(guān)斷瞬態(tài)曲線(xiàn)。在考慮二極管反向恢復(fù)和吸收電容的情況下，詳細(xì)分析了IGBT關(guān)斷和開(kāi)通瞬態(tài)曲線(xiàn)，將IGBT關(guān)斷過(guò)程等效為L(zhǎng)C諧振電路，通過(guò)測(cè)量開(kāi)關(guān)過(guò)程諧振參數(shù)來(lái)計(jì)算變流器的雜散參數(shù)；選擇IGBT開(kāi)通過(guò)程中適合進(jìn)行雜散參數(shù)提取的有效時(shí)段，通過(guò)最小二乘法計(jì)算di/dt，從而計(jì)算變流器雜散電感。最后，通過(guò)雙脈沖測(cè)試方法對(duì)西門(mén)康功率器件SKM400GAL176D的開(kāi)關(guān)過(guò)程進(jìn)行測(cè)試，獲取其開(kāi)通和關(guān)斷瞬態(tài)曲線(xiàn)來(lái)驗(yàn)證此方法。

1 IGBT關(guān)斷瞬態(tài)過(guò)程分析

本文以圖1所示的帶吸收電容的開(kāi)關(guān)測(cè)試電路為例進(jìn)行分析。圖中，Cdc為直流母線(xiàn)電容，Lc為Cdc的寄生電感；Ls為待測(cè)母排的雜散電感；D1為二極管；V1為IGBT；Lload為并聯(lián)于二極管兩端的電感負(fù)載；Csnb為吸收電容，Lsnb為Csnb的寄生電感。

考慮吸收電容 Csnb對(duì)開(kāi)關(guān)管 V1端電壓的影響，對(duì)圖1中開(kāi)關(guān)管V1的關(guān)斷過(guò)程進(jìn)行分析。將圖1中直流電容寄生電感、疊層母排寄生電感及與母排連接電纜和螺栓的寄生電感統(tǒng)一等效為變流器雜散電感Lss；直流母線(xiàn)電容視為恒壓源U0；在V1關(guān)斷過(guò)程中，負(fù)載電感Lload上的電流Iload可視為恒流源；在V1關(guān)斷后，Iload線(xiàn)性下降。

圖1 帶吸收電容的測(cè)試電路原理Fig.1 Schematic diagram of testing circuit with snubber capacitor

根據(jù)戴維寧和諾頓定理，則有

式中：udc為并聯(lián)緩沖電容電壓；uLss為雜散電感 Lss的電壓；ud為二極管兩端電壓；uce為 IGBT兩端電壓；ic為IGBT電流；idc為直流母線(xiàn)電容電流；isnb為吸收電容電流；id為二極管電流。

V1關(guān)斷瞬態(tài)過(guò)程的等效電路和瞬態(tài)電壓、電流波形分別如圖2和圖3所示，分析如下。

（1）t0～t1階段：IGBT處于開(kāi)通狀態(tài)，其電壓uce（t）等于額定壓降Vce0。

（2）t1～t2階段：t1時(shí)刻IGBT開(kāi)始關(guān)斷，其內(nèi)部等效電阻增大，電壓uce開(kāi)始上升，在t2時(shí)刻達(dá)到udc（t）。t1時(shí)刻二極管為截止?fàn)顟B(tài)，ud逐漸下降，在t2時(shí)刻降為0 V。二極管電流id（t）略增，IGBT電流ic（t）略降；idc（t）略降。在此階段中，Lss上di/dt基本無(wú)變化，不適用于提取雜散參數(shù)。

（3）t2～t3階段：t2時(shí)刻，電流ic（t）迅速下降，到t3時(shí)刻降低到拖尾電流Ic1。二極管進(jìn)入正向恢復(fù)階段，id（t）迅速增加。由于吸收電容的雜散電感Lsnb遠(yuǎn)小于Lss，因此ic（t）下降的部分流入吸收電容，isnb（t）迅速增加。在此階段中，Lss上di/dt基本無(wú)變化，不適用于提取雜散參數(shù)。

（4）t3～t4階段：id逐漸升高，ic緩慢降低至 0。 t4時(shí)刻ud降為0。 此后id（t）與Iload相同。

（5）t4～t5階段：Lss、Cdc、Lsnb、Csnb形成 2階諧振回路，諧振電流為isnb（t）、諧振電壓為usnb（t）。 由于Cdc容值很大，其電壓基本保持恒定，在諧振電路分析中可以將其視為短路。

從以上分析可見(jiàn)，在IGBT關(guān)斷瞬態(tài)中，可以通過(guò)t2～t5階段中udc的諧振周期來(lái)計(jì)算。在此過(guò)程中，Lss、Cdc、Lsnb、Csnb形成2階諧振回路，由于Cdc電壓保持恒定，在諧振電路分析中可以將其視為短路，則有

式中，fsnb為諧振頻率，可用示波器測(cè)量udc的諧振波形來(lái)讀取。Lsnb包括吸收電容寄生電感Lsnb1和安裝引線(xiàn)的寄生電感 Lsnb2，Lsnb1可從器件手冊(cè)查到，Lsnb2通常較大且固定不變。因此，可選取兩個(gè)不同容值的吸收電容分別進(jìn)行測(cè)量，則有

通過(guò)式（6）和式（7）即可計(jì)算出變流器雜散電感Lss。

圖2 IGBT關(guān)斷瞬態(tài)過(guò)程等效電路Fig.2 Equivalent circuit for switching off transient progress

圖3 IGBT關(guān)斷瞬態(tài)電壓、電流波形Fig.3 Voltage and current curves of switching off transient

2 IGBT開(kāi)通瞬態(tài)過(guò)程分析

考慮吸收電容Csnb對(duì)開(kāi)關(guān)管V1端電壓的影響，對(duì)圖1中開(kāi)關(guān)管V1的開(kāi)通過(guò)程進(jìn)行分析。在V1開(kāi)通瞬態(tài)過(guò)程中，負(fù)載電感Lload上的電流Iload為恒流源；在V1開(kāi)通過(guò)程結(jié)束后，Iload線(xiàn)性上升。V1開(kāi)通瞬態(tài)過(guò)程等效電路及瞬態(tài)電流電壓波形如圖4和圖5所示。

（1）t0～t1階段：V1處于關(guān)斷狀態(tài)，其電壓uce（t）等于母線(xiàn)電壓Udc；直流母線(xiàn)電流idc（t）為0，負(fù)載電流Iload通過(guò)二極管D1續(xù)流。D1端電壓為0（忽略二極管壓降），電流流向如圖4（a）所示。

圖4 IGBT開(kāi)通瞬態(tài)過(guò)程等效電路Fig.4 Equivalent circuit for switching on transient progress

圖5 IGBT開(kāi)通瞬態(tài)電流電壓波形Fig.5 Current and voltage curves of switching on transient

（2）t1～t2階段：t1時(shí)刻開(kāi)通，電流ic（t）從0開(kāi)始增長(zhǎng)，到t2時(shí)刻等于負(fù)載電流Iload。在此期間ic（t）線(xiàn)性增加，id（t）逐漸減小，到t2時(shí)刻，id（t）降為0。ic（t）的電流一部分由吸收電容isnb（t）提供，另一部分由母線(xiàn)電流idc（t）提供。在此階段，母線(xiàn)電流idc（t）線(xiàn)性增長(zhǎng)，di/ dt值較大，Lss上感應(yīng)電壓uLss（t），導(dǎo)致udc（t）下降。因此，此階段適合用于提取雜散參數(shù)。

（3）t2～t3階段：t2時(shí)刻二極管開(kāi)始反向恢復(fù)，id反向增大，由于負(fù)載電流Iload不會(huì)突變，因此ic（t）迅速增大，且dic/dt增大。在時(shí)dic/dt達(dá)到最大值，之后減小。t3時(shí)刻二極管反向電流達(dá)到最大。由于吸收電容寄生電感Lsnb遠(yuǎn)小于變流器寄生電感Lss，因此在此過(guò)程中idc（t）繼續(xù)線(xiàn)性上升，二極管反向恢復(fù)電流主要由isnb（t）提供。

在此階段，udc（t）和 uce（t）電壓下降變緩，測(cè)量誤差較大，不適用于提取雜散參數(shù)。

（4）t3～t4階段：t3時(shí)刻反向恢復(fù)電流開(kāi)始減小，到 t4時(shí)刻關(guān)斷。 此后ic（t）與Iload相同。

（5）t4～t5階段：Lss、Cdc、Lsnb、Csnb形成 2階諧振回路，諧振電流為isnb（t）、諧振電壓為usnb（t）。但諧振電流值isnb（t）很小，難以準(zhǔn)確測(cè)量。

從以上分析可見(jiàn)，在IGBT開(kāi)通瞬態(tài)中，t1～t2階段母線(xiàn)電流idc（t）線(xiàn)性增長(zhǎng)，di/dt較大，Lss上感應(yīng)出電壓uLss（t）。利用此階段，選擇2個(gè)時(shí)間點(diǎn)T1和T2，利用電感伏安關(guān)系來(lái)計(jì)算Lss［9］，即

式中，T'為介于T1～T2的某個(gè)時(shí)間點(diǎn)。在實(shí)際計(jì)算時(shí)，由于開(kāi)關(guān)過(guò)程中di/dt變化較大，若T1和T2間隔過(guò)短，計(jì)算易受測(cè)量誤差影響。若T1和T2間隔過(guò)長(zhǎng)，則di/dt非恒定值，計(jì)算結(jié)果不準(zhǔn)確。為了減小計(jì)算誤差，本文采用基于最小二乘法的線(xiàn)性回歸方法來(lái)計(jì)算。

首先，在開(kāi)通瞬態(tài)t1～t2時(shí)段中隨機(jī)選擇N個(gè)時(shí)間點(diǎn)T1，T2，…，TN，分別測(cè)量對(duì)應(yīng)的idc（t）。獲得最小二乘法目標(biāo)函數(shù)為

其次，求解K、b，使目標(biāo)函數(shù)Q達(dá)到最小值，則計(jì)算所得的K即為di/dt最優(yōu)值。

利用計(jì)算程序，在T1，T2，…，TN中算出時(shí)間點(diǎn)Tm，使得

最后，計(jì)算雜散電感，即

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

采用圖1中的電路，利用自制雙脈沖測(cè)試平臺(tái)進(jìn)行測(cè)試，如圖6所示。其中IGBT模塊采用西門(mén)康公司SKM400GAL176D，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)為二極管單管與IGBT單管串聯(lián)；開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz；負(fù)載電感采用460 μH空心電感；母排為雙層疊層母排；母線(xiàn)電容為薄膜電容600 μF。電壓測(cè)量采用高壓差分探頭，電流測(cè)量采用羅氏線(xiàn)圈。吸收電容為2 000 V/μF。

圖6 實(shí)驗(yàn)測(cè)試平臺(tái)Fig.6 Experiment platform

為了驗(yàn)證測(cè)試結(jié)果的準(zhǔn)確性，采用阻抗分析儀E4980A測(cè)試母排雜散電感作為參考值，測(cè)量10次求平均值。此外，采用仿真軟件對(duì)疊層母排進(jìn)行三維建模提取其雜散電感。

將直流母線(xiàn)電壓設(shè)置為1 200 V；電感電流最大值為260 A。測(cè)試得到的IGBT開(kāi)通和關(guān)斷過(guò)程的波形如圖7所示。其中，Vge為驅(qū)動(dòng)電壓波形；Vce為IGBT集射極間電壓；Ic為母線(xiàn)電流波形。

圖7 IGBT開(kāi)關(guān)過(guò)程波形Fig.7 IGBT switching waveforms

分析結(jié)果如表1所示，表中列出了建模仿真分析方法和阻抗分析儀測(cè)試結(jié)果作為參考值。

表1 不同雜散參數(shù)分析方法的結(jié)果對(duì)比Tab.1 Result comparison between transient analysis and resonant analysis method

從表1可見(jiàn)，建模仿真分析方法的測(cè)試結(jié)果偏?。焕肐GBT開(kāi)通瞬態(tài)過(guò)程和利用IGBT關(guān)斷電壓諧振過(guò)程進(jìn)行分析的結(jié)果在不同電流下均存在一定波動(dòng)和偏差，但總體與E4980A的測(cè)試結(jié)果比較接近。理論上，母排的雜散參數(shù)僅與頻率有關(guān)，在固定的開(kāi)關(guān)頻率下，測(cè)試出的雜散電感應(yīng)不受IGBT通態(tài)電流的影響。因此，誤差主要是在 IGBT電壓和電流的測(cè)量和讀取過(guò)程中產(chǎn)生的。兩種方法的偏差均在10%以?xún)?nèi)，屬于正常范圍。其中，開(kāi)關(guān)瞬態(tài)分析方法的計(jì)算過(guò)程比較復(fù)雜；開(kāi)關(guān)諧振分析方法計(jì)算過(guò)程更簡(jiǎn)單，但需要從吸收電容手冊(cè)中獲取準(zhǔn)確的寄生參數(shù)值。

4 結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種基于 IGBT開(kāi)關(guān)過(guò)程的變流器雜散電感間接測(cè)量方法，在直流母線(xiàn)端并聯(lián)吸收電容，采用雙脈沖測(cè)試方法測(cè)量 IGBT的開(kāi)通和關(guān)斷瞬態(tài)曲線(xiàn)。在考慮二極管反向恢復(fù)和吸收電容的情況下，詳細(xì)分析了 IGBT關(guān)斷和開(kāi)通瞬態(tài)曲線(xiàn)。將IGBT關(guān)斷過(guò)程等效為L(zhǎng)C諧振電路，通過(guò)測(cè)量開(kāi)關(guān)過(guò)程諧振參數(shù)來(lái)計(jì)算變流器的雜散參數(shù)；選擇IGBT開(kāi)通過(guò)程中適合進(jìn)行雜散參數(shù)提取的有效時(shí)段，通過(guò)最小二乘法計(jì)算di/dt，從而計(jì)算變流器雜散電感。通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，該方法具有較高的準(zhǔn)確性和可操作性。

［1］Fasching M.Losses due to stray inductance in switch mode converters［J］.Epe Journal,1996,6（2）：33-36.

［2］Caponet M C,Profumo F,De Doncker R W,et al.Low stray inductance bus bar design and construction for good EMC performance in power electronic circuits［J］.Power Electronics IEEE Transactions on,2002,17（2）：225-231.

［3］Wang Zhiqiang,Chen Guozhu.Study on planar busbar regarding stray inductance minimization and oscillation suppression for high power converter［C］.International Conference on Sustainable Power Generation and Supply,2009：1-7.

［4］Skibinski G L,Divan D M.Design methodology and modeling of low inductance planar bus structures［C］.European Conference on Power Electronics and Applications,IET,1993,3：98-105.

［5］Yuan Liqiang,Yu Hualong,Wang Xuesong,et al.The large-size low-stray-parameter planar bus bar for high power IGBT-based inverters［C］.International Conference on Electrical Machines and Systems,IEEE,2012：1-5.

［6］Zare F,Ledwich G.A plane busbar impedance calculation using Maxwell's equations［C］.Eleventh International Symposium on High Voltage Engineering,IET,1999,2：148-151.

［7］Schanen J L,Clavel E,Roudet J.Modeling of low inductive busbar connections［J］.IEEE Industry Applications Magazine,1996,2（5）：39-43.

［8］李方正,孫旭東,黃立培,等.大容量變流器復(fù)雜形狀直流母線(xiàn)的PEEC建模 ［J］.清華大學(xué)學(xué)報(bào)：自然科學(xué)版, 2009,49（8）：1089-1092. Li Fangzheng,Sun Xudong,Huang Lipei,et al.PEEC modeling of complex DC buses in high power converters［J］. Journal of Tsinghua University：Sci&Tech,2009,49（8）：1089-1092（in Chinese）.

［9］陳材，裴雪軍，陳宇，等．基于開(kāi)關(guān)瞬態(tài)過(guò)程分析的大容量變換器雜散參數(shù)抽取方法［J］．中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2011，31（21）：40-47．Chen Cai,Pei Xuejun,Chen Yu,et al.A stray parameter extraction method for high power converters based on turnon/off transient analysis［J］.Proceeding of the CSEE,2011, 31（21）：40-47（in Chinese）.

［10］馮高輝，袁立強(qiáng)，趙爭(zhēng)鳴，等．基于開(kāi)關(guān)瞬態(tài)過(guò)程分析的母排雜散電感提取方法研究［J］．中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2014，34（36）：6442-6449．Feng Gaohui,Yuan Liqiang,Zhao Zhengming,et al.A novel stray inductance extraction method for bus bars based on turn-on/off transient process［J］.Proceeding of the CSEE,2014,34（36）：6442-6449（in Chinese）.

Stray Inductance Analysis Method for Inverters Based on IGBT Switching Process

XIAO Wenjing,TANG Jian,DAI Tongzhen
（Dongfang Electric Corporation Central Academy,Chengdu 610000,China）

In the turn-off transient of IGBT,inverter stray inductance brings voltage spike between CE terminals, resulting in great EMI or even IGBT damage.Accurate measurement for inverter stray inductance is required in order to estimate the voltage spike,and to design proper snubbers.This paper analyzed the switching transient of IGBT,and brings an optimized stray parameter analysis method.Use double-pulse-test method to measure switching curves of Semikron power device SKM400GAL176D,get the turn-on and turn-off transient curves,and calculate the busbar stray inductance with the proposed method.Compare the calculation results with simulation results and measurement results, and the proposed analysis method is verified.

stray inductance;IGBT;double-pulse test

肖文靜

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．3.38

：TM 46

：A

肖文靜（1987-），女，通信作者，碩士，工程師，研究方向：逆變器和電源技術(shù)，E-mail：xiaowj@dongfang.com。

2016-11-01

唐健（1982-），男，博士，高級(jí)工程師，研究方向：先進(jìn)電力電子技術(shù)與功率集成，E-mail：tangjian@dongfang.com。

代同振（1986-），男，碩士，工程師，研究方向：風(fēng)電變流器，E-mail：daitz@dong fang.com。