劉 江， 張文梅， 韓麗萍， 陳新偉

(山西大學 物理電子工程學院， 山西 太原 030006)

小型雙頻圓極化貼片天線

劉 江， 張文梅， 韓麗萍， 陳新偉

(山西大學 物理電子工程學院， 山西 太原 030006)

本文提出了一種新型的小型雙頻圓極化貼片天線. 通過在矩形貼片各邊加載矩形槽產生擾動， 在2.45 GHz和5.04 GHz頻段內實現了圓極化性能， 并通過調節(jié)各矩形槽的長度， 實現阻抗帶寬與3 dB軸比帶寬的匹配. 天線采用同軸饋電， 尺寸為0.218λ0× 0.211λ0× 0.013λ0(λ0為2.45 GHz的自由空間波長). 實測結果表明： 天線圓極化工作帶寬為1.26% (2.445～2.476 GHz)， 0.92% (5.013～5.059 GHz)， 各頻段內的峰值增益分別為1.25 dBi和1.32 dBi. 實測與仿真結果基本一致.

雙頻段天線； 小型天線； 貼片矩形槽； 圓極化貼片天線

0 引 言

隨著現代通信技術應用的發(fā)展， 圓極化天線的小型化， 多頻段， 寬頻帶技術逐漸備受關注. 目前， 國內外有多種實現多頻圓極化的方法：① 引入不對稱干擾：文獻[1]通過在貼片邊緣和內部引入分形結構實現三頻圓極化； ② 采用多饋技術[2]， 即引入多個不同初相位的饋電點激勵圓極化波實現雙頻圓極化性能； (3)利用多層堆疊結構， 如文獻[3-5]利用堆疊結構， 通過獨立調節(jié)各層輻射貼片尺寸可實現任意頻率比的雙頻圓極化輻射； ④ 采用單層多模嵌套， 在圓形貼片中加載圓環(huán)窄縫[6]、 L型金屬條帶[7]、 十字交叉狀窄縫[8]實現了雙模諧振， 并在窄縫上加以枝節(jié)進行匹配， 將這兩個模式轉化為正交簡并模， 實現了雙頻圓極化輻射； ⑤ 采用單極子結構， 文獻[9]利用矩形單極子和加載有L型槽的缺陷地實現多諧振， 文獻[10]利用互補金屬結構將半圓形單極子和地相連產生雙頻圓極化性能. 以上方法天線結構復雜， 剖面較高， 且不同工作模式的貼片匹配較為困難， 因此本文提出了一種低剖面、 結構簡單的天線設計.

本文設計的小型雙頻圓極化天線， 以貼片天線為基礎， 利用在矩形貼片邊緣加載長度不一的矩形槽產生不對稱擾動， 分別在2.45 GHz和5.04 GHz頻段內激勵起一對相位差為90°線極化波， 實現了雙頻圓極化性能； 同時， 通過改變矩形槽的長度補償了貼片非對稱結構而引起的阻抗失配. 最終實現的圓極化工作頻率段為2.445～2.476 GHz和5.019～5.058 GHz， 各頻段內最大增益分別為1.25 dBi和1.34 dBi.

1 天線設計

本文設計的天線結構如圖 1 所示， 天線印刷在厚度為1.6 mm， 相對介電常數為4.4的FR4介質板上. 介質板上層為矩形貼片天線， 長寬分別為W，L， 饋電點位于矩形貼片的對角線上， 在矩形貼片各邊分別加載了大小不一的矩形槽R1，R2，R3，R4； 介質板下層為接地板. 同軸饋電線具有50 Ω 特性阻抗. 圖 2 為天線實物圖， 優(yōu)化后的天線各參數的值如表 1 所示.

表 1 天線的優(yōu)化尺寸

圖 1 天線結構圖Fig.1 The structure of the antenna

圖 2 天線實物圖Fig.2 The photos of the antenna

2 天線參數分析

分析矩形槽的長度對天線阻抗帶寬和軸比的影響： 當某一矩形槽長度變化時， 其余參數保持不變. 圖 3 給出了矩形槽R1的長度l1對天線軸比和S11的影響. 在圖3 (a)中， 當貼片未加入矩形槽R1時， 在2.45 GHz頻段內的軸比大于3 dB； 而加入矩形槽R1后， 2.45 GHz頻段內軸比下降到3 dB以下， 隨著l1從0.9 mm增加到2.9mm， 其軸比中心頻率逐漸向2.45 GHz處偏移； 在5.04 GHz頻段內軸比帶寬隨著l1增加而逐漸減小. 在圖3 (b)中， 當貼片未加入矩形槽R1時， 阻抗帶寬較窄， 兩頻段帶寬分別為81 MHz (2.390～2.471 GHz)和103 MHz (5.051～5.154 GHz)， 而加入矩形槽R1后， 天線阻抗帶寬明顯增加， 隨著l1從0.9 mm增加到2.9 mm， 阻抗帶寬達到最寬， 兩頻段分別為136 MHz (2.390～2.526 GHz)和161 MHz (4.991～5.152 GHz). 為實現兩頻段較好的圓極化性能， 將l1優(yōu)化為2.97mm.

圖 3 參數l1對天線性能的影響 Fig.3 The effect of parameter l1 on antenna performance

圖 4 給出了矩形槽R2的長度l2對天線S11和軸比的影響. 在圖4 (a)中， 當貼片未加入矩形槽R2前， 在2.45 GHz和5.04 GHz頻段內軸比帶寬較窄， 分別為23 MHz (2.460～2.483 GHz)和27 MHz (5.022～5.049 GHz)， 當加入矩形槽R2后， 隨著l2從0.9 mm增加到2.9 mm， 2.45 GHz頻段內軸比中心頻率逐漸減小到2.46 GHz， 軸比帶寬增大到35MHz (2.453～2.488 GHz)； 在5.04 GHz頻段內， 當l2從0.9 mm增加到2.9 mm后， 軸比才低于3 dB， 此時軸比帶寬為41 MHz (5.013～5.065 GHz)， 為改善兩頻段軸比帶寬將l2優(yōu)化為2.92mm. 由圖4 (b)可看出， 當加入矩形槽R2后， 對兩頻段阻抗帶寬影響較小.

圖 4 參數l2對天線性能的影響Fig.4 The effect of parameter l2 on antenna performance

圖 5 給出了矩形槽R3的長度l3對天線S11和軸比的影響.

圖 5 參數l3對天線性能的影響Fig.5 The effect of parameter l3 on antenna performance

在圖5 (a)中， 當貼片未加入矩形槽R3前， 2.45 GHz 頻段和5.04 GHz頻段內軸比普遍大于10 dB， 當加入R3后， 兩頻段內軸比均下降到3 dB以下， 并且， 隨著l3從1.7 mm增加到3.7 mm， 2.45 GHz頻段內軸比帶寬逐漸增加， 5.04 GHz頻段內軸比中心頻率降低， 在l3=3.7 mm時， 獲得的最大軸比帶寬為33 MHz (2.448～2.481 GHz)和41 MHz (5.019～5.058 GHz). 同時， 由圖5 (b)可知， 當貼片未加入矩形槽R3前， 兩頻段阻抗帶寬分別為93 MHz (2.582～2.675 GHz)， 119 MHz (5.034～5.153 GHz)； 當加入R3后， 隨著l3從1.7 mm增加到3.7 mm， 2.45 GHz 頻段內的兩諧振點逐漸靠近， 阻抗帶寬展寬， 5.04 GHz頻段內諧振點逐漸減小， 當l3為3.7 mm時， 兩頻段匹配較好， 帶寬分別為127 MHz (2.396～2.523 GHz)， 162 MHz (4.961～5.123 GHz). 為實現圓極化工作頻段最大化，l3優(yōu)化為 3.7 mm.

圖 6 給出了矩形槽R4的長度l4對天線S11和軸比的影響. 在圖6 (a)中， 當貼片未加入矩形槽R4前， 天線在2.45 GHz頻段和5.04 GHz頻段內軸比均大于3 dB， 而加入R4后， 兩頻段軸比開始低于3 dB：當l4從6.9 mm增加到8.9 mm時， 2.45 GHz頻段軸比帶寬逐漸減少， 且中心頻率由2.45 GHz向低頻率偏移； 在5.04 GHz頻段內， 隨著l4增加其軸比中心頻率亦逐漸降低， 在l4為6.9 mm時， 軸比帶寬較寬， 為41 MHz (5.013～5.065 GHz). 從圖6 (b)可看出， 在貼片未加入矩形槽R4前， 2.45 GHz頻段附近有兩個諧振點， 分別為2.43 GHz和2.56 GHz， 5.04 GHz頻段阻抗帶寬較大， 為178 MHz (4.971～5.149 GHz)； 當加入R4后， 隨著l4從6.9 mm增加到8.9 mm， 2.45 GHz頻段的兩個諧振點逐漸逼近， 在l4為6.9 mm時阻抗帶寬達到最寬， 即127 MHz (2.396～2.523 GHz)， 而5.04 GHz頻段內-10 dB帶寬逐漸減小， 在l4為8.9 mm時， 阻抗帶寬為84 MHz (5.029～5.115 GHz). 因此， 綜合考慮兩個頻段，l4優(yōu)化為6.92mm.

圖 6 參數l4對天線性能的影響Fig.6 The effect of parameter l4 on antenna performance

3 仿真與測試結果分析

圖 7 為仿真與測量的S11. 由圖 7 可知， 仿真的天線在兩個頻段的阻抗帶寬分別為127 MHz (2.396～2.523 GHz)， 162 MHz (4.961～5.123 GHz)， 相對阻抗帶寬分別為5.18%， 3.21%； 實測的天線阻抗帶寬為136 MHz(2.391～2.527 GHz)， 159 MHz (4.963～5.122 GHz)， 相對帶寬為5.55%、 3.15%. 另外， 在2.45 GHz頻段內的諧振點發(fā)生了偏移， 由2.45 GHz減小到了2.40 GHz， 這可能是由于饋電點的焊接偏移所致.

圖 8 為天線的增益和3 dB軸比仿真與實測結果， 從圖 8 中可知， 兩頻段內的實測增益略高于仿真結果， 各頻段內的實測增益范圍為0.60～1.25 dBi， 0.55～1.34 dBi； 在兩頻段內實測的3 dB軸比帶寬與仿真結果基本相同， 分別為31 MHz(2.445～2.476 GHz)， 46 MHz (5.013～5.059 GHz)， 相對軸比帶寬為1.26%， 0.92%.

圖 9, 圖 10 分別給出了天線在2.45 GHz與5.04 GHz的歸一化圓極化輻射方向圖， 由圖 9， 圖 10 可知， 天線在兩頻段內實現的都是右旋圓極化， 實測與仿真結果比較一致， 其中在2.45 GHz主輻射方向為z軸正方向， 5.04 GHz的主輻射方向為θ=-30°，φ=0°. 另外， 由圖 9 可知， 在2.45 GHz，XOZ面與YOZ面3 dB軸比波束寬分別為126°和94°； 由圖 10 可知， 在5.04 GHz，XOZ面與θ=-30°面3 dB 軸比波束寬分別為46°和128°.

圖 7 仿真與測量的S11Fig.7 Measured and simulated result of the S11

圖 8 仿真與測量的增益和軸比Fig.8 Measured and simulated result of the Gain and AR

圖 9 仿真與測量的天線在2.45 GHz方向圖Fig.9 Measured and simulated radiation patterns at 2.45 GHz

圖 10 仿真與測量的天線在5.04 GHz方向圖Fig.10 Measured and simulated radiation patterns at 5.04 GHz

表 2 給出了本文天線和其他雙頻圓極化天線的比較. 從表 2 中可以看出， 本文設計的天線結構簡單， 體積較小， 加工制作簡單.

表 2 本文天線與其他雙頻圓極化天線性能比較

4 結 論

本文提出了一種新型的小型雙頻圓極化天線設計. 該天線利用在矩形貼片邊緣加載長度不一的矩形槽產生不對稱擾動， 分別在2.45 GHz和5.04 GHz頻段內激勵起一對相位差為90°線極化波， 實現了雙頻圓極化性能； 同時， 通過改變矩形槽的長度補償了由于貼片非對稱結構而引起的阻抗失配. 經實際測量， 天線最終實現的圓極化工作頻段為2.445～2.476 GHz和5.019～5.058 GHz， 各頻段內最大增益分別為1.25 dBi和1.34 dBi.

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Compact Dual-Band Circularly Polarized Patch Antenna

LIU Jiang, ZHANG Wenmei, HAN Liping, CHEN Xinwei

(College of Physics and Electronic Engineering, Shanxi University, Taiyuan 030006, China)

By loading rectangular slots at each edge of the rectangular patch for generating perturbation, the circular polarization was achieved in 2.45 GHz and 5.04 GHz bands, respectively. Also, by adjusting the length of each rectangular slot, impedance and width was matched with the3-dB axial ratio band width. The size of antenna , which is feed by coaxial, is 0.218λ0×0.211λ0×0.013λ0(λ0is the wavelength at 2.45 GHz in free space). Measured results show that the circular polarization operating bandwidth of the antenna are 1.26% (2.445～2.476 GHz), 0.92% (5.013～5.059 GHz), and the peak gain in two frequency bands are 1.25 dBi and 1.32 dBi, respectively. The measured results are in close agreement with the simulation results.

dual band antenna; compact antenna; patch rectangular slot; circular polarization patch antenna

2016-11-19

劉 江(1993-)， 男， 碩士生， 主要從事射頻與微波通信等研究.

1671-7449(2017)04-0324-06

TN821+.1

A

10.3969/j.issn.1671-7449.2017.04.008