王琳娜，張景璐，馬蕾

(北京電子科技職業(yè)學(xué)院，電信工程學(xué)院，北京100176)

一種新型交錯并聯(lián)同相降壓升壓DC/DC轉(zhuǎn)換器

王琳娜，張景璐*，馬蕾

(北京電子科技職業(yè)學(xué)院，電信工程學(xué)院，北京100176)

為了有效降低電流紋波和提高轉(zhuǎn)換器效率，提出一種新型交錯并聯(lián)同相降壓升壓DC/DC轉(zhuǎn)換器。提出的結(jié)構(gòu)通過采用輸入/輸出(I/O)磁耦合交錯并聯(lián)和阻尼網(wǎng)絡(luò)技術(shù)，降低了開關(guān)的電壓應(yīng)力、內(nèi)部電壓振蕩和I/O電流紋波，并提升了轉(zhuǎn)換器的效率。采用狀態(tài)空間平均法，在連續(xù)導(dǎo)通模式下分析了提出轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)運行，從理論上證明了其優(yōu)勢。樣機(jī)的功率設(shè)置為360W，輸出電壓為36 V，模擬結(jié)果以及實驗結(jié)果顯示，當(dāng)輸出電流為6 A時，轉(zhuǎn)換效率最高達(dá)到96%，最大輸入電流紋波百分比僅為9.4%，相較于其他類似轉(zhuǎn)換器，提出的轉(zhuǎn)換器具有效率較高和I/O電流紋波較低的優(yōu)勢。

同相降壓升壓轉(zhuǎn)換器;交錯并聯(lián);低紋波電流;阻尼網(wǎng)絡(luò)

直流—直流(DC/DC)轉(zhuǎn)換器在開發(fā)太陽能電池、燃料電池等可再生能源方面發(fā)揮著至關(guān)重要的作用。最近，作為清潔能源的燃料電池，得到了人們越來越多的關(guān)注，原因在于其有以下優(yōu)勢:清潔發(fā)電、輸出電流高、效率高等，可以廣泛用于多個領(lǐng)域，如:混合動力汽車、不間斷電源備份、通信備份設(shè)施，而這些應(yīng)用均需使用直流—直流轉(zhuǎn)換器［1-2］。

在上述這些系統(tǒng)中，直流—直流轉(zhuǎn)換器須滿足的一定的要求:輸入/輸出(I/O)電流紋波低、功率密度大、效率高、對負(fù)載以及輸入電壓變化的快速動態(tài)響應(yīng)［3-4］。在過去的幾年中，人們提出了許多具有上述特性的DC/DC轉(zhuǎn)換器［5-6］。各類DC/DC升壓轉(zhuǎn)換器已廣泛用于各個能源應(yīng)用領(lǐng)域。對于需要高效率以及低分量應(yīng)力的燃料電池領(lǐng)域來說，通過將升壓降壓電路與兩個獨立可控開關(guān)串聯(lián)制成的同相降壓升壓轉(zhuǎn)換器廣受歡迎［7-8］。

大多數(shù)DC/DC轉(zhuǎn)換器都有存在脈動I/O電流的缺點，所以，噪聲級較高、控制系統(tǒng)較復(fù)雜、并且對電流有限制。值得注意的是，在許多領(lǐng)域，低I/O電流紋波是首要需求［9］。雖然利用偽連續(xù)導(dǎo)通模式下的大電感獲得了較低的I/O電流紋波，但是由于電感較大，損失了快速動態(tài)特性。

另一個能夠解決此問題的方法是，使用交錯并聯(lián)技術(shù)。使用此項技術(shù)之后，會獲得下列好處:諧波消除、效率較高、分量應(yīng)力較低、熱力性能較好、功率密度較高。交錯并聯(lián)并非近期提出的新概念，在文獻(xiàn)［10］中，用于混合儲能系統(tǒng)的16相交錯并聯(lián)雙向升壓轉(zhuǎn)換器解決了I/O電流紋波較高的問題，但是此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)僅能夠在升壓模式下運行，不能同時在降壓和升壓操作模式下運行。文獻(xiàn)［12］提出了輸出電流紋波較低的交錯并聯(lián)同相降壓升壓轉(zhuǎn)換器，但是在此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，并未完全解決輸入電壓變化范圍較大的問題。

除了紋波電流較高、效率較低以外，當(dāng)運行模式(升壓或者降壓)發(fā)生變化時，上述的所有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)均出現(xiàn)了嚴(yán)重的內(nèi)部動態(tài)振蕩。因此，在常規(guī)轉(zhuǎn)換器中，運行模式轉(zhuǎn)換不順暢。

本文的主要創(chuàng)新在于提出了帶有阻尼網(wǎng)絡(luò)的同相交錯并聯(lián)降壓升壓轉(zhuǎn)換器。利用交錯聯(lián)技術(shù)、級聯(lián)型升壓降壓轉(zhuǎn)換器以及阻尼網(wǎng)絡(luò)，克服了I/O電流紋波較高、功率密度較低、轉(zhuǎn)換器效率較低、轉(zhuǎn)換粗糙、內(nèi)部電壓振蕩等缺點，并且使用阻尼網(wǎng)絡(luò)也能夠減少有源開關(guān)的電壓應(yīng)力。

1 提出的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路

圖1是本文提出的轉(zhuǎn)換器。如圖1所示，可將輸入和輸出電感器之間的磁力耦合視為理想型單匝比變壓器。此轉(zhuǎn)換器可在升壓以及降壓兩種模式下運行，如圖2(a)和圖2(b)所示。在升壓模式下，永久接通開關(guān)3和開關(guān)4(Q3和Q4)，并且開關(guān)1和開關(guān)2(Q1和Q2)在PWM信號下運行時。同理，在降壓模式下，永久閉合Q1和Q2，并且Q3和Q4在PWM信號下運行。

當(dāng)輸入電壓接近輸出電壓時，由電容器與電阻器串聯(lián)組成的阻尼網(wǎng)絡(luò)能夠衰減輸出電壓振蕩，減弱輸入電壓出現(xiàn)的巨大變化，如圖1所示，此振蕩在兩種模式轉(zhuǎn)換期間才會出現(xiàn)。本文利用阻尼網(wǎng)絡(luò)減弱此特性。

圖1 提出轉(zhuǎn)換器的電路原理圖

圖2 提出的轉(zhuǎn)換器的2種運行模式

2 連續(xù)導(dǎo)通模式下的穩(wěn)態(tài)運行分析

圖3(a)和圖3(b)分別是升壓模式和降壓模式下此轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)運行波形。將兩個圖形的最后曲線即S1～S4分配至Q1～Q4的邏輯激活信號。Q1和Q2的PWM激活信號十分相似，相移為Ts/2，是為了迎合交錯并聯(lián)圖形。其占空比為d12(t)。這同樣適用于Q3和Q4激活信號，其占空比為d34(t)。調(diào)節(jié)開關(guān)的占空比，以便將兩種運行模式下的輸出電壓調(diào)整為接近于期望值(此處為36 V)。

圖3 升壓模式和降壓模式下此轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)運行波形

為了詳細(xì)說明提出轉(zhuǎn)換器的工作原理并探索兩種運行模式下的模型方程式，考慮使用圖4的開關(guān)圖形。通過使用此開關(guān)圖形，可考慮到所有可能出現(xiàn)的轉(zhuǎn)換器切換狀態(tài)。從此圖可知，每個周期包含6個時間間隔以及圖5所示的6個相應(yīng)電路圖。

圖4 轉(zhuǎn)換器MOSFET的開關(guān)圖形

圖5 6個相應(yīng)電路圖

由于間隔2和5的時間分配以及工作狀態(tài)(見圖4和圖5)相同，只能在下列5種狀態(tài)下分析轉(zhuǎn)換器:

間隔1:［t0-t1］如圖5(a)所示，周期為d12(t)Ts。在此時間間隔內(nèi)，Q1、Q3以及Q4處于導(dǎo)通模式。磁化電感器2會通過D2將儲存的能量傳輸至輸出負(fù)載以及電感器。根據(jù)圖5(a)可知，表示第1個時間間隔內(nèi)電容器兩端電壓以及通過電感器電流的微分方程式可表示為:

式中，iL1、iL2分別表示電感器1和2的電流，iLm1、iLm2分別表示磁化電感器1和2的電流。

間隔2和5:［t1-t2和t4-t5］如圖5(b)所示，周期為［d34(t)-d12(t)-0.5］Ts。在此時間間隔內(nèi)，Q3以及Q4處于導(dǎo)通模式，而Q1和Q2處于閉合狀態(tài)。因此，通過D1和D2將儲存在磁化電感器1和2的能量傳輸至電感器1和2。同理，可發(fā)現(xiàn)一組表示其他時間間隔內(nèi)電容器兩端電壓以及通過電感器電流的微分方程式。這些時間間隔內(nèi)的微分方程式與間隔1內(nèi)的微分方程式一樣。

間隔3:［t2-t3］如圖5(c)所示，周期為［1-d34(t)］Ts。在此時間間隔內(nèi)，Q3處于導(dǎo)通模式，而Q1、Q2和Q4處于閉合狀態(tài)。除了僅僅將儲存在兩個輸入磁化電感器的能量傳輸至電感器1以外，此間隔內(nèi)的能量傳輸與上述提及的間隔極為相似。

間隔4:［t3-t4］如圖5(d)所示，周期為d12(t)Ts。在此時間間隔內(nèi)，Q2、Q3和Q4處于導(dǎo)通模式，而Q1處于閉合狀態(tài)。除了磁化電感器1和2的功能互換以外，此間隔內(nèi)的能量傳輸與間隔1也十分相似。

間隔6:［t5-t6］如圖5(e)所示，周期為［1-d34(t)］Ts。在此時間間隔內(nèi)，Q4處于導(dǎo)通模式，而Q1、Q2和Q3處于閉合狀態(tài)。因此，將儲存在磁化電感器1和2的能量傳輸至輸出電容器以及電感器2。

眾所周知，有兩種方法可用于獲得表示交錯并聯(lián)轉(zhuǎn)換器特性的微分方程式，即:狀態(tài)空間平均(SSA)法以及信號流圖［13］。由于SSA法較簡單，本文使用了此方法。

假設(shè)處于連續(xù)導(dǎo)通模式以及開關(guān)頻率大大高于轉(zhuǎn)換器的固有頻率，考慮到小紋波逼近和電荷平衡的原理，可采用SSA法建造轉(zhuǎn)換器模型。

運用全部時間間隔內(nèi)的微分方程式，并在一個切換周期內(nèi)將平均技術(shù)［13］用于上述方程式中，可得出下列等式:

式中，d12和d34分別表示開關(guān)［Q1，Q2］和［Q3，Q4］的占空比。為獲得穩(wěn)定狀態(tài)下通過電感器的電流以及電容器兩端的電壓，可使用穩(wěn)態(tài)運行下的占空比D12和D34以及輸入電壓Vg，并利用電感器伏秒平衡和電容器電荷平衡的原理獲得另一組表示穩(wěn)態(tài)運行的表達(dá)式，如下所示:

式中，D12表示升壓級的穩(wěn)定占空比，D34表示降壓級的穩(wěn)定占空比，根據(jù)式(3)的最后一個表達(dá)式可獲得轉(zhuǎn)換器的電壓傳輸比:

由下列條件確定升壓模式以及降壓模式下轉(zhuǎn)換器的運行，(1)升壓模式:{D34=1，且0＜D12＜1};(2)降壓模式:{D12=0，且0＜D34＜1}。

為了能夠順利轉(zhuǎn)換兩種運行模式和建立D12與D34之間的關(guān)系式，應(yīng)將新變量u定義為:

因此，(1)升壓模式下:1＜u＜2;(2)降壓模式下:0＜u＜1。

新的電壓轉(zhuǎn)換比可表示為:

將式(6)用作電壓轉(zhuǎn)換比，可確保兩種運行模式能夠平滑轉(zhuǎn)換。圖6是轉(zhuǎn)換比，可以看出提出的轉(zhuǎn)換器在2個模式的轉(zhuǎn)換過程中很平滑，沒有出現(xiàn)明顯內(nèi)部震蕩。

圖6 提出的降壓升壓轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換比

如果轉(zhuǎn)換器出現(xiàn)內(nèi)部振蕩，需采用文獻(xiàn)［14］中詳述的方法衰減振蕩。本文利用阻尼網(wǎng)絡(luò)減弱此特性。阻尼網(wǎng)絡(luò)包含串聯(lián)的電容器和電阻器，以減弱輸入電壓出現(xiàn)的巨大變化。

阻尼網(wǎng)絡(luò)元件評估的最終方程式如下所示:

假設(shè)阻尼電容器電壓Vcd的某些紋波波形呈三角形，可運用下列表達(dá)式評估阻尼電阻器的功耗:

3 效率分析

為評估本文提出的轉(zhuǎn)換器的效率，須計算出所有元件的功耗。功耗通常分為兩大類，即:導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。這些損耗與升壓模式下的開關(guān)1、2以及降壓模式下的開關(guān)3、4有關(guān)。由于電容器的電壓紋波較小，可忽略等效串聯(lián)電阻的功耗。基于同樣的原因，也可忽略肖特基二極管的開關(guān)功耗［13］。在兩種運行模式下，下列表示功耗的表達(dá)式有效:

式中，PLoss，cond表示總傳導(dǎo)功率損耗，PLoss，SwQx表示總的開關(guān)功率損耗，Ron表示導(dǎo)通開關(guān)電阻。因此，

根據(jù)表1列出的參數(shù)值，可計算出不同輸入電壓以及輸出電流(本文的固定輸出電壓為36 V)的效率。

表1 開關(guān)以及二極管的參數(shù)值

圖7是2種不同輸出電流條件下，轉(zhuǎn)換器的效率對比曲線。輸入電壓的變化范圍為26 V～43 V。從圖7中可明顯看出，對于2種不同的電流而言，邊界點處(Vg=Vout)的效率最大。原因在于，在邊界點上，只有降壓級開關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)，開關(guān)未產(chǎn)生功耗。

圖7 Vout=36 V時，在不同輸出電流電平條件下，隨著輸入電壓變化的轉(zhuǎn)換效率

從圖7中可以看出，相較于文獻(xiàn)［12］提出的電路結(jié)構(gòu)，本文提出的轉(zhuǎn)換器在效率方面表現(xiàn)更好，原因在于開關(guān)的電壓應(yīng)力較低，所以，開關(guān)的利用率較高，效率也就較高，當(dāng)Iout=6 A時，轉(zhuǎn)換效率最高達(dá)到96.2%。

4 實驗結(jié)果

本文提出的轉(zhuǎn)換器被設(shè)計用于電壓調(diào)節(jié)系統(tǒng)，當(dāng)輸入電壓的變化范圍為26 V～43 V時，經(jīng)過調(diào)節(jié)的輸出電壓約為36 V。對應(yīng)于3.6Ω的負(fù)載電阻，最大輸出功率為360 W。運用式(4)后，可看出占空比的范圍為:0＜D12＜0.277 7和0.837＜D34＜1。開關(guān)頻率為50 kHz，電感器電流紋波、接口電容器電壓Vc1紋波以及輸出電容器電壓Vc2紋波分別為1.5 A、2 V以及0.2 V。

測試實驗使用加拿大巴拉德公司生產(chǎn)的“FCgen 1020ACS”燃料電池，輸出電壓約為36 V，以便向蓄電池組充電。燃料電池輸入電壓的變化范圍為26 V～43 V，表2列出了提出轉(zhuǎn)換器的組件以其數(shù)值。

表2 本文提出的轉(zhuǎn)換器的元件參數(shù)

圖8是提出轉(zhuǎn)換器的樣機(jī)，控制器采用ATMEGA16L微控制器。實驗波形呈現(xiàn)了兩種模式下轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)運行:在滿載條件下，升壓模式下的輸入電壓為26 V，降壓模式下的輸入按壓為43 V。需要注意的是，由于篇幅限制，提出轉(zhuǎn)換器的動態(tài)特性將在后續(xù)研究中分析。

圖8 提出的轉(zhuǎn)換器樣機(jī)

圖9是升壓模式下的總輸入電流紋波和電感器電流紋波。如圖9所示，i1和i2分別等于iLm1+iL1等于iLm2+iL2。輸入電感器的最大紋波為1.3 A(9.4%)?？紤]到應(yīng)用需求，選擇最大輸入電流紋波百分比作為評估不同轉(zhuǎn)換器電路結(jié)構(gòu)的標(biāo)準(zhǔn)。表3是不同轉(zhuǎn)換器電路結(jié)構(gòu)的最大輸入電流紋波，可以證明本文提出的轉(zhuǎn)換器的優(yōu)越性，最大輸入電流紋波百分比僅為9.4%。

圖9 升壓模式下的輸入電流紋波和輸入電感器電流紋波

表3 電流紋波的對比

圖10是升壓模式下的接口電容器紋波以及輸出電壓。最大的接口電容器紋波以及輸出電容器電壓分別限于2.15 V和0.25 V。

圖10 升壓模式下的電容器電壓紋波

對于轉(zhuǎn)換系統(tǒng)來說，能量轉(zhuǎn)換效率十分重要。第4節(jié)論述了計算的效率。在實驗中同樣也獲得了效率示蹤，如圖11所示。從圖11(a)中可看出，在升壓以及高壓運行模式下均可獲得最大效率。當(dāng)輸入電壓接近36 V時，在所有電流條件下，均可獲得在不同輸出電流下，隨著輸入電壓變化得出的能量轉(zhuǎn)換效率，如見圖11(b)，原因在于降壓開關(guān)會長期處于接通狀態(tài)，而升壓開關(guān)會處于閉合狀態(tài)，在這種情況下，僅僅會出現(xiàn)導(dǎo)通功率損耗。如圖7所示，圖11(b)中的結(jié)果從實驗上驗證了其具有較高的效率。實際上，文中解決方案的主要創(chuàng)新就在于效率較高，元件電壓應(yīng)力較低。

圖11 在不同輸入電壓下，隨輸出、輸入電流變化的能量轉(zhuǎn)換效率

5 結(jié)論

本文提出了一種新型同相降壓升壓直流—直流轉(zhuǎn)換器。利用接口電容器終端的阻尼網(wǎng)絡(luò)，完成了對交錯并聯(lián)磁耦合升壓降壓的級聯(lián)連接。詳細(xì)探討了提出轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)運行，并且推導(dǎo)除了連續(xù)導(dǎo)通模式的模型方程式。模擬結(jié)果以及實驗結(jié)果均證實了，相比其他類似轉(zhuǎn)換器，提出的轉(zhuǎn)換器具有更好的性能，其中包括效率較高、I/O電流紋波較低。雖然相較于某些常規(guī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，本文提出的轉(zhuǎn)換器的零件數(shù)量更多。但是，轉(zhuǎn)換器的可靠性更強(qiáng)、性能更好、元件更小。此外，開關(guān)的利用率越高，開關(guān)的額定電壓以及電流會越小。

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王琳娜(1978-)，女，漢族，河南南陽人，碩士研究生，講師，主要研究領(lǐng)域為應(yīng)用電子技術(shù)，wanglnprotel@126.com;

張景璐(1969-)，女，漢族，遼寧建昌人，碩士研究生，副教授，主要研究方向為嵌入式系統(tǒng);

馬蕾(1979-)，女，漢族，天津人，本科，碩士，副教授，主要研究方向為計算機(jī)應(yīng)用。

A novel Interleaved Non-Inverting Buck Boost DC/DC Converter

WANG Linna，ZHANG Jinglu*，MA Lei

(Electronic information Engineering College，Beijing Polytechnic，Beijing 100176，China)

In order to effectively reduce the current ripple and improve the efficiency of the converter，a novel interleaved non-inverting buck boost DC/DC converter is proposed.The proposed structure reduces the voltage stress of the switches，the internal voltage oscillation and the I/O current ripple，and improves the efficiency of the converter by using the input/output(I/O)magnetic coupling interleaving and damping network technology.By using the state space averagingmethod，the steady state operation of the converter is analyzed in the continuous conduction mode，and its advantages are proved theoretically.Prototype of the power is set to 360W，output voltage is36 V，the simulation results and experimental results show that when the output current is 6 A，the maximum conversion efficiency reaches 96%，maximum input current ripple percentage is only 9.4%.Compared to other similar converters，the proposed converter has the advantage of higher efficiency and lower I/O current ripple.

non-inverting buck boost DC/DC converter;interleaved;low ripple current;damping network

C:1256H

10.3969/j.issn.1005－9490.2017.01.047

TN464.4

:A

:1005－9490(2017)01－0249－07

2016-01-27修改日期:2016-02-25