王強(qiáng)， 唐朝垠， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學(xué) 信息與控制工程學(xué)院，遼寧 撫順 113001)

輔助電路無(wú)儲(chǔ)能電容的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器

王強(qiáng)， 唐朝垠， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學(xué) 信息與控制工程學(xué)院，遼寧 撫順 113001)

多數(shù)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器在直流母線間串聯(lián)分壓儲(chǔ)能電容來(lái)為諧振電路提供能量，其缺點(diǎn)是分壓電容所形成的中性點(diǎn)電位可能發(fā)生變化。針對(duì)這個(gè)問題，提出了一種新型諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器拓?fù)潆娐?。該拓?fù)潆娐凡恍枰谥绷髂妇€之間串聯(lián)儲(chǔ)能電容來(lái)均分直流電源電壓，沒有中性點(diǎn)電位的變化問題，提高了軟開關(guān)逆變器的可靠性，并且輔助電路結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，有利于降低硬件成本和簡(jiǎn)化控制策略。詳細(xì)分析了逆變器在不同工作模式下的工作原理，給出了軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件，建立了輔助電路的功率損耗數(shù)學(xué)模型，并制作了一臺(tái)3 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該新型軟開關(guān)逆變器的開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)。該新型軟開關(guān)逆變器能有效降低開關(guān)損耗和改善效率。

逆變器；儲(chǔ)能電容；諧振；零電壓開關(guān)；零電流開關(guān)

0 引 言

現(xiàn)代電力電子技術(shù)的趨勢(shì)是追求開關(guān)器件的高頻化和大功率化，但是，隨著工作頻率的提高，其開關(guān)損耗會(huì)急劇增大，降低了系統(tǒng)整體的運(yùn)行效率。同時(shí)，在硬開關(guān)逆變器中，功率開關(guān)器件在進(jìn)行開通和關(guān)斷操作時(shí)的電壓電流變化率很大，這必然會(huì)對(duì)設(shè)備和周圍的環(huán)境產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾，影響設(shè)備的運(yùn)行環(huán)境。并且，功率開關(guān)器件在非零電壓零電流條件下切換狀態(tài)時(shí)會(huì)出現(xiàn)激增的電壓電流尖峰值，該值遠(yuǎn)大于開關(guān)器件允許的安全電壓電流值，這將導(dǎo)致功率開關(guān)器件面臨被擊穿的危險(xiǎn)[1]。

為了降低開關(guān)損耗，研究人員提出了軟開關(guān)技術(shù)，軟開關(guān)逆變器主要分為諧振直流環(huán)節(jié)逆變器和諧振極型逆變器兩類[2-15]，其中諧振直流環(huán)節(jié)逆變器因其電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，使用的輔助開關(guān)器件少等優(yōu)點(diǎn)受到國(guó)內(nèi)外研究人員的廣泛關(guān)注，但是仍然存在不足，文獻(xiàn)[4-6]中提出的拓?fù)潆娐?，通過(guò)在直流環(huán)節(jié)串聯(lián)兩個(gè)大容量的儲(chǔ)能電容來(lái)均分母線電壓，為輔助電路提供能量，因此，當(dāng)逆變器工作在高頻狀態(tài)時(shí)，儲(chǔ)能電容頻繁的進(jìn)行充放電，這將會(huì)導(dǎo)致電路出現(xiàn)中性點(diǎn)電位變化，無(wú)法實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)；文獻(xiàn)[9-13]中提出的拓?fù)潆娐?，輔助電路工作過(guò)程中需要對(duì)3個(gè)輔助開關(guān)進(jìn)行控制，增加了控制難度；文獻(xiàn)[15]提出的拓?fù)潆娐冯m然沒有使用大容量的儲(chǔ)能電容來(lái)均分直流電源電壓，不存在中性點(diǎn)電為變化和逆變器體積過(guò)大的問題，但其輔助開關(guān)無(wú)法完成軟開關(guān)。

針對(duì)在輔助諧振電路中使用分壓儲(chǔ)能電容所引起的中性點(diǎn)電位變化問題，本文提出了一種新的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器拓?fù)潆娐?，其具有以下?yōu)點(diǎn)：1)輔助諧振電路中不需要串聯(lián)大體積的儲(chǔ)能電容來(lái)均分母線電壓，避免了儲(chǔ)能電容頻繁充放電所引起的中性點(diǎn)電位變化問題，提高了逆變器的可靠性；2)輔助電路含有2個(gè)輔助開關(guān)(含反并聯(lián)二極管)、1個(gè)諧振電感、1個(gè)諧振電容和1個(gè)輔助二極管，輔助電路結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，有利于降低硬件成本和簡(jiǎn)化控制；3)逆變器中的所有功率開關(guān)器件都工作在軟開關(guān)條件下。文中詳細(xì)的分析了逆變器在不同工作模式下的工作原理，給出了軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件，建立了輔助電路的功率損耗數(shù)學(xué)模型，并在一臺(tái)3 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上驗(yàn)證了新型拓?fù)潆娐返挠行浴?/p>

1 電路結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 電路結(jié)構(gòu)

如圖1所示，新電路由逆變器的直流電源，脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)逆變器，為PWM逆變器主開關(guān)器件創(chuàng)造軟性切換條件的輔助諧振電路以及三相阻感性負(fù)載所構(gòu)成。其單相等效電路如圖2所示，輔助電路包括2個(gè)輔助開關(guān)Sa1和Sa2，3個(gè)二極管Da1、Da2和Da3，1個(gè)諧振電感Lr，1個(gè)諧振電容Cr1，其中Da1是輔助開關(guān)Sa1的反并聯(lián)二極管，Da2是輔助開關(guān)Sa2的反并聯(lián)二極管，Sa2和Da2用來(lái)控制正反向諧振電流。PWM逆變器橋臂上的每個(gè)主開關(guān)器件分別并聯(lián)1個(gè)緩沖電容Cs。設(shè)負(fù)載電流為I0，iLr為流過(guò)Lr的電流，uCr1為諧振電容Cr1的端電壓。通過(guò)輔助電路的諧振電容和諧振電感的諧振作用，當(dāng)逆變器直流母線電壓周期性下降到零時(shí)，切換逆變器主開關(guān)狀態(tài)，完成軟開關(guān)動(dòng)作，降低開關(guān)損耗。

圖1 輔助電路無(wú)儲(chǔ)能電容的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器Fig.1 Resonant DC linksoft-switching inverter without storage capacitor in auxiliary circuit

1.2 工作原理

為簡(jiǎn)化分析過(guò)程，對(duì)系統(tǒng)模型做出以下假設(shè)：1)各元器件為理想電路元件；2)負(fù)載電感遠(yuǎn)大于諧振電感，在逆變橋主開關(guān)換流期間，負(fù)載電流值I0恒定不變；3)逆變器的主開關(guān)等效為Sinv，對(duì)應(yīng)的反并聯(lián)二極管等效為Dinv；4)因?yàn)槟孀兤鞲鳂虮鄣纳舷氯魏我粋€(gè)開關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)，都將造成與該開關(guān)器件并聯(lián)的緩沖電容Cs短路，等同于3個(gè)緩沖電容并聯(lián)，根據(jù)電容并聯(lián)計(jì)算方法可知Cr2=3Cs，其端電壓為uCr2。取逆變器單相等效電路進(jìn)行分析，其工作過(guò)程劃分為8個(gè)工作模式，圖3為電路的特征工作波形，在圖3中，Ib1為正向的諧振電感電流閾值。電路中個(gè)物理量的參考方向以圖2中箭頭指向?yàn)閰⒖颊较?，圖4為各工作模式的等效電路。

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

工作模式

1)模式1(t～t0)：設(shè)為電路初始狀態(tài)，Sa1導(dǎo)通，逆變器電源直接對(duì)負(fù)載供電，輔助電路不工作，逆變器工作在穩(wěn)定狀態(tài)。此時(shí)，uCr1=0，iLr=0，uCr2=E。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為一點(diǎn)，如圖5所示。

2)模式2(t0～t1)：在t0時(shí)刻，觸發(fā)Sa2使其導(dǎo)通；在電感Lr的儲(chǔ)能作用下，限制了Sa2電流的變化率，因此，Sa2開通過(guò)程為零電流軟開通。開通Sa2以后，Lr和Cr1同時(shí)被充電，iLr和uCr1都由零開始增大，在t1時(shí)刻，當(dāng)iLr增大到等于所設(shè)定的電感電流閥值Ib1時(shí)，模式2結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為圖5中t0～t1段。本模式的曲線運(yùn)動(dòng)方程如下

[E-uCr1(t)]2+[Z1iLr(t)]2=E2。

(1)

將iLr=Ib1代入式(1)中，可以得到t1時(shí)刻uCr1的值U1為

(2)

本模式中，iLr和uCr1的表達(dá)式分別為：

(3)

uCr1(t)=E-Ecos[ω1(t-t0)]。

(4)

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

本模式的持續(xù)時(shí)間為

(5)

3)模式3(t1～t2)：在該模式下，Sa1在t1時(shí)刻被關(guān)斷，在這一瞬間，因?yàn)殡娙軨r2的嵌位作用，其兩端電壓不可能發(fā)生突變，減小了Sa1端電壓的變化率，所以Sa1實(shí)現(xiàn)了零電壓軟關(guān)斷。此后，諧振元件Lr、Cr1和Cr2進(jìn)入諧振狀態(tài)，Cr2對(duì)Lr和Cr1進(jìn)行充電。iLr由設(shè)定值Ib1開始逐漸增大、uCr1由初始值U1開始逐漸增大，uCr2則由初始值E開始逐漸減小。當(dāng)uCr2減小到零時(shí)，諧振電流iLr增加到正向最大值Ip1。此刻，第一個(gè)諧振過(guò)程完成，模式3結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為圖5中01～t2段。本模式的曲線運(yùn)動(dòng)方程如下(A、B為常數(shù))：

(6)

(7)

本模式中，iLr、uCr1和uCr2的表達(dá)式分別為

iLr(t)= (E-U1)Z3sin[ω3(t-t1)]+

(8)

(9)

(10)

其中：

Sa1關(guān)斷瞬間的電壓變化率為

(11)

本模式的持續(xù)時(shí)間為

將式(12)分別帶入式(8)和式(9)中可得到t2時(shí)刻iLr的值Ip1以及uCr1的值U2分別為

Ip1=iLr(t2)=

(13)

(14)

其中：a=Cr1ω3(E-U1)，d=ω3(Cr1U1+Cr2E)，b=I0+Cr1ω3I0Z5+ω3Ib1Z5(Cr1+Cr2)。

4)模式4(t2～t3)：在t2時(shí)刻，與逆變器主開關(guān)器件并聯(lián)的續(xù)流二極管Dinv開始導(dǎo)通，負(fù)載電流I0通過(guò)Dinv續(xù)流。Sa2、Cr1、Lr和Dinv構(gòu)成回路，Lr向Cr1充電，iLr從電流值Ip1開始減小，當(dāng)減小到零時(shí)，模式4結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為圖5中t2～t3段。本模式的曲線運(yùn)動(dòng)方程如下

(15)

將iLr=0代入式(15)中，可以得到t3時(shí)刻uCr1值U3為

(16)

本模式中，iLr和uCr1的表達(dá)式分別為

iLr(t)=Ip1cos[ω1(t-t2)]-

(17)

uCr1(t)=Ip1Z1sin[ω1(t-t2)]+

U2cos[ω1(t-t2)]。

(18)

本模式的持續(xù)時(shí)間為

(19)

5)模式5(t3～t4)：在t3時(shí)刻，關(guān)斷Sa2，正向負(fù)載電流I0通過(guò)Dinv續(xù)流。因?yàn)樵赟a2被關(guān)斷之前，流經(jīng)它的電流值已經(jīng)下降到零，所以Sa2的關(guān)斷過(guò)程為零電流軟關(guān)斷。同一時(shí)刻，開通Sinv，因?yàn)镾inv開通前其端電壓uCr2已經(jīng)減小到零，所以Sinv實(shí)現(xiàn)了零電壓軟開通。Sinv開通后，電感Lr和電容Cr1進(jìn)入諧振狀態(tài)，Cr1放電，Lr被充電，諧振電流iLr由零開始反向增大，在t4時(shí)刻，當(dāng)iLr增大到反向最大值Ip2時(shí)，此次諧振過(guò)程完成，模式5結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為圖5中t3～t4段。本模式的曲線運(yùn)動(dòng)方程如下

(20)

將uCr1=0代入式(20)中，可以得到t4時(shí)刻iLr的值Ip2為

(21)

本模式中，iLr和uCr1的表達(dá)式分別為

(22)

uCr1(t)=U3cos[ω1(t-t3)]。

(23)

本模式的持續(xù)時(shí)間為

(24)

6)模式6(t4～t5)：在t4時(shí)刻，uCr1下降到零，關(guān)斷Sinv，因?yàn)镃r2減小了Sinv端電壓的上升率，所以Sinv實(shí)現(xiàn)了零電壓軟關(guān)斷。Sinv關(guān)斷后，Da3被觸發(fā)導(dǎo)通，諧振元件Cr2和Lr進(jìn)入諧振狀態(tài)，Lr對(duì)Cr2進(jìn)行充電，uCr2逐漸增大，iLr反向減小，當(dāng)iLr反向減小到等于Ib2時(shí)，uCr2增大到E，模式7結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為圖5中t4～t5段。本模式的曲線運(yùn)動(dòng)方程如下

[uCr2(t)]2+[Z2(iLr(t)+I0)]2=[Z2(Ip2-I0)]2。

(25)

將uCr2=E代入到式(25)中，可以得到t5時(shí)刻iLr的值Ib2為

(26)

本模式中，iLr和uCr2的表達(dá)式分別為

iLr(t)=-(Ip2-I0)cos[ω2(t-t4)]-I0，

(27)

uCr2(t)=(Ip2-I0)Z2sin[ω2(t-t4)]。

(28)

本模式的持續(xù)時(shí)間為

(29)

7)模式7(t5～t6)：在t5時(shí)刻，uCr2增大到E，電流開始流過(guò)Da1，uCr2被箝位于E，此時(shí)開通Sa1，則Sa1為零電壓軟開通。Sa1開通后，iLr開始反向線性減小，在t6時(shí)刻，當(dāng)iLr反向減小到I0時(shí)，Da1進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)，模式7結(jié)束，本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為圖5中t5～t6段。

本模式的持續(xù)時(shí)間為

(30)

8)模式8(t6～t7)：在t6時(shí)刻，iLr減小到等于I0，Da1進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)，流過(guò)Sa1的電流從零開始逐漸增大，此后Lr一直處于放電狀態(tài)，iLr一直反向減小，在t7時(shí)刻，當(dāng)iLr減小到零時(shí)，模式8結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為圖5中t7～t8段。

圖5 諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的相平面Fig.5 Phase-plane of resonant DC link inverter

本模式的持續(xù)時(shí)間為

(31)

然后電路恢復(fù)到最初模式1的工作狀態(tài)，進(jìn)行下一個(gè)工作周期的運(yùn)行。至此，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電路的曲線運(yùn)動(dòng)方程建立完成，可以繪制出相平面上的運(yùn)動(dòng)軌跡，如圖5所示。

1.3 軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件和設(shè)計(jì)規(guī)則

1)為確保Sa2實(shí)現(xiàn)零電流軟開通，其開通瞬間的電流變化率應(yīng)不大于器件允許的電流變化率(di/dt)r，由式(3)可得

(32)

2)為保證Sa1實(shí)現(xiàn)零電壓軟關(guān)斷，其關(guān)斷瞬間的電壓變化率應(yīng)不大于器件允許的電壓變化率(du/dt)r，由式(11)可得

(33)

(34)

(35)

(36)

(37)

(38)

7)規(guī)定逆變器直流母線電壓在時(shí)間Tv內(nèi)完成上升和下降，需要滿足T3≤Tv和T6≤Tv。根據(jù)式(29)可知，當(dāng)I0=I0max時(shí)，T6最大。所以可以得到：

(39)

(40)

1.4 電路中器件承受的最大電壓和電流應(yīng)力

在t2時(shí)刻，uCr2減小到零時(shí)，流過(guò)Sa1和Sa2的電流達(dá)到最大值，流過(guò)Lr的電流達(dá)到正向最大值；在t4時(shí)刻，uCr1減小到零時(shí)，流過(guò)Da2和Da3的電流達(dá)到最大值，流過(guò)Lr的電流達(dá)到反向最大值；在t5時(shí)刻，流過(guò)Da1的電流達(dá)到最大值。

流過(guò)輔助開關(guān)Sa1和Sa2電流最大值iSa1max和iSa2max分別為：

(41)

(42)

流過(guò)諧振電感Lr的正向電流最大值iLrmax(正)，反向電流最大值iLrmax(負(fù))分別為：

(43)

(44)

流過(guò)輔助二極管Da1、Da2和Da3電流最大值iDa1max，iDa2max和iDa3max分別為：

(45)

(46)

當(dāng)諧振參數(shù)確定后，根據(jù)式(41)～式(46)可計(jì)算出流過(guò)輔助開關(guān)器件的最大電流值，根據(jù)這些電流值來(lái)選擇功率開關(guān)器件型號(hào)。

2 輔助電路各器件功率損耗理論分析

逆變橋上的功率開關(guān)器件為零電壓軟開關(guān)，開關(guān)損耗為零；直流母線串聯(lián)輔助開關(guān)Sa1的開關(guān)過(guò)程均為軟開關(guān)過(guò)程(零電壓軟開通或零電壓軟關(guān)斷)，不存在開關(guān)損耗；諧振支路上的輔助開關(guān)Sa2也為軟開關(guān)過(guò)程，(零電流軟開通和零電流軟關(guān)斷)，不存在開關(guān)損耗。但是Sa1和Sa2及其反并聯(lián)二極管Da1、Da2以及輔助二極管Da3均存在通態(tài)損耗。理想狀態(tài)下，因?yàn)長(zhǎng)r，Cr1和Cr2的電阻很小，Lr，Cr1和Cr2功耗可以近似為零。設(shè)輔助開關(guān)和輔助二極管的通態(tài)壓降分別為VCE和VEC，開關(guān)頻率為fc。根據(jù)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的各工作模式的理論分析，采用分段積分法可以得到輔助電路器件的功率損耗數(shù)學(xué)模型。

Sa1和Sa2的通態(tài)損耗PSa1和PSa2可分別表示為

(47)

(48)

Da1、Da2和Da3的通態(tài)功耗PDa1、PDa2和PDa3可分別表示為

(49)

(50)

(51)

根據(jù)式(47)～式(51)可得輔助諧振電路的總功率損耗Padd可用式(52)表示。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)過(guò)程

依據(jù)1.3節(jié)的分析，參數(shù)具體的設(shè)計(jì)過(guò)程如下：

已知量：輸入直流電壓E，最大輸出電流I0max，輸出功率P0，緩沖電容Cs，負(fù)載電感La=Lb=Lc，負(fù)載電阻Ra=Rb=Rc，輸出頻率f0，開關(guān)頻率fc。

Padd=PSa1+PSa2+PDa1+PDa2+PDa3=

(52)

開關(guān)器件允許的關(guān)斷瞬間電壓變化率(du/dt)r和開通瞬間電流變化率(di/dt)r。直流母線電壓上升和下降的規(guī)定時(shí)間Tv。

設(shè)計(jì)過(guò)程：

等效諧振電容

Cr1=Cr2=3Cs。

(53)

為實(shí)現(xiàn)Sa2的零電流軟開通，根據(jù)式(32)可知，諧振電感Lr取值需滿足滿足

(54)

為實(shí)現(xiàn)Sa1的零電壓軟關(guān)斷，根據(jù)式(33)可知，所設(shè)定的電感電流閥值Ib1虛滿足

(55)

根據(jù)式(55)直接對(duì)Ib1取值時(shí)，為了留有一定裕量，保證Sa1實(shí)現(xiàn)零電壓軟關(guān)斷，則Ib1取值需滿足

(56)

當(dāng)Lr、Cr1、Cr2、E和I0max確定后，將式(2)、式(13)、式(14)和式(16)帶入式(21)中可確定Ip2取值。

在確定Lr、Cr1、Cr2、Ib1和Ip2取值后，將其帶入到式(37)～式(40)中，來(lái)驗(yàn)證諧振電流最大值，直流母線電壓的上升和下降時(shí)間是否滿足要求。

驗(yàn)證過(guò)后取I0為最小值，以確定T3的準(zhǔn)確值；取I0為最大值，以確定T6的準(zhǔn)確值，這樣以上各控制時(shí)間都可以是固定值，不隨著負(fù)載電流的改變而改變，所以輔助諧振電路可以采用固定時(shí)間控制。把Lr、Cr1和Cr2代入到式(34)、式(35)和式(36)中，分別計(jì)算出Td，Toff(Sa1)和Ton(Sa2)。這樣可以得到Sa1和Sa2的占空比分別為：

ρSa1=1-fcToff(Sa1)，

(57)

ρSa2=fcTon(Sa2)。

(58)

4 輔助諧振電路的邏輯控制

當(dāng)需要切換主開關(guān)狀態(tài)時(shí)，主開關(guān)動(dòng)作時(shí)間相比于硬開關(guān)逆變器延時(shí)T2+T3，使Cr2放電完畢，uCr2下降到零以后，才能完成切換動(dòng)作。在主開關(guān)原動(dòng)作時(shí)刻t0，諧振支路中輔助開關(guān)Sa2被觸發(fā)導(dǎo)通，經(jīng)過(guò)模式2時(shí)間T2，當(dāng)檢測(cè)到電感電流iLr與電流設(shè)定值Ib1相等時(shí)，Sa1被關(guān)斷。然后再經(jīng)過(guò)模式3時(shí)間T3，當(dāng)檢測(cè)到諧振電壓uCr2下降到零時(shí)，主開關(guān)開始切換狀態(tài)。主開關(guān)動(dòng)作完成以后，經(jīng)過(guò)模式4時(shí)間T4，主開關(guān)全部開通，橋臂處于短路狀態(tài)，然后再經(jīng)過(guò)電容Cr1為電感Lr充電過(guò)程時(shí)間T5，當(dāng)檢測(cè)到iLr由零值反向上升到與電流設(shè)定值Ib2相等時(shí)，逆變器主開關(guān)被斷開，橋臂恢復(fù)到正常狀態(tài)。然后再經(jīng)過(guò)這個(gè)工作周期內(nèi)最后一個(gè)諧振時(shí)間T6，當(dāng)檢測(cè)到uCr2增大到諧振電容電壓初始值E時(shí)，Sa1被觸發(fā)導(dǎo)通。根據(jù)之前所得出時(shí)間計(jì)算公式帶入各元器件參數(shù)可以求得模式持續(xù)時(shí)間。在確定Lr、Cr1、Cr2、Ib1和Ib2參數(shù)值后，取I0為最小值，以確定T3的準(zhǔn)確值；取I0為最大值，以確定T6的準(zhǔn)確值，這樣以上各控制時(shí)間都可以是固定值，不根據(jù)負(fù)載電流的改變而改變，所以輔助諧振電路可以采用固定時(shí)間控制。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于前文的理論分析和參數(shù)設(shè)計(jì)原則的基礎(chǔ)上，根據(jù)圖1制作了一臺(tái)3 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī),實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置如下：輸入直流電壓E=200 V，輸出線電壓有效值u0=110 V，最大輸出電流I0max=14 A，諧振電流正向閾值Ib1=10 A，輸出功率P0=3 kW，諧振電感Lr=10H，緩沖電容Cs=33 nF，負(fù)載電感La=Lb=Lc=1 mH，負(fù)載電阻Ra=Rb=Rc=11 Ω，輔助二極管通態(tài)壓降為VEC=0.5 V，開關(guān)器件通態(tài)壓降為VCE=0.5 V，輸出頻率f0=50 Hz，開關(guān)頻率fc=10 kHz，主開關(guān)切換滯后時(shí)間Td=10s，直流母線電壓上升和下降的規(guī)定時(shí)間Tv=5s，Sa1和Sa2的占空比分別為0.7和0.5，開關(guān)器件允許的關(guān)斷瞬間電壓變化率(du/dt)r=300 V/s和開通瞬間電流變化率(di/dt)r=20 A/s。

實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示，圖6(a)為實(shí)驗(yàn)電路特征工作波形，該圖與圖3中理論分析的電路特征工作波形基本吻合；圖6(b)為開通和關(guān)斷逆變橋主開關(guān)S1時(shí)其端電壓uS1與電流iS1的波形，圖6(c)為開通和關(guān)斷輔助開關(guān)Sa1時(shí)其端電壓uSa1和電流iSa1的波形，從圖6(b)和圖6(c)中可知，開通S1和Sa1前，其端電壓uS1和uSa1已經(jīng)減小到零，關(guān)斷S1和Sa1后，uS1和uSa1以較小的速率緩慢上升，所以S1和Sa1實(shí)現(xiàn)了零電壓軟開關(guān)；圖6(d)為開通和關(guān)斷輔助開關(guān)Sa2時(shí)其端電壓uSa2和電流iSa2的波形，從圖中可知，Sa2開通時(shí)流過(guò)Sa2的電流iSa2以較小的速率緩慢上升，Sa2關(guān)斷前，iSa2已經(jīng)減小到零，所以Sa2實(shí)現(xiàn)了零電流軟開關(guān)；圖6(e)為輸出頻率為50 Hz時(shí)，軟開關(guān)逆變器三相相電流ia，ib，ic的實(shí)驗(yàn)波形圖，由圖可以看出，三相輸出相電流為光滑的正弦波形，說(shuō)明該逆變器沒有受到輔助諧振電路的影響，其輸出波形可以被控制的很好。

圖6 實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms

在相同實(shí)驗(yàn)條件下對(duì)軟開關(guān)逆變器和硬開關(guān)逆變器主電路實(shí)際效率進(jìn)行了多次測(cè)試，測(cè)試時(shí)兩種逆變器都采用正弦脈寬調(diào)制方法，保持110 V的輸出線電壓有效值，在兩種逆變器的輸出功率都達(dá)到3 kW時(shí)，分別測(cè)量其輸入功率，最后求出實(shí)測(cè)效率?？紤]到讀取誤差，在同一條件下測(cè)量3次，最后取其平均值。在輸出功率3 kW時(shí)，軟開關(guān)逆變器主電路的實(shí)測(cè)效率達(dá)到97.8%，相比于硬開關(guān)逆變器，主電路效率提高2.8%。同時(shí)為驗(yàn)證該軟開關(guān)逆變器整機(jī)的效率優(yōu)勢(shì)，在主電路效率測(cè)試的基礎(chǔ)上，把輔助電源與控制系統(tǒng)的功率損耗也考慮進(jìn)來(lái)，在整機(jī)輸出功率3 kW時(shí)，軟開關(guān)逆變器整機(jī)的實(shí)測(cè)效率達(dá)到96.9%，相比于硬開關(guān)逆變器，整機(jī)效率提高2.3%。

6 結(jié) 論

提出了一種新型諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器，其顯著特點(diǎn)是新拓?fù)潆娐凡缓糜诰帜妇€電壓的儲(chǔ)能電容，解決了輔助電路中存在的中性點(diǎn)電位變化問題，而且，新拓?fù)潆娐分惺褂玫脑骷?，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，所以成本更低，且更容易控制。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：①逆變器三相輸出相電流為良好的正弦波形，新拓?fù)潆娐穼?duì)逆變器的正常運(yùn)行沒有影響；②逆變橋上的主開關(guān)S1和母線上的輔助開關(guān)Sa1實(shí)現(xiàn)了零電壓軟切換，支路上的輔助開關(guān)Sa2實(shí)現(xiàn)了零電流軟切換；③實(shí)際測(cè)量中，當(dāng)輸出功率為3 kW時(shí)，整機(jī)的實(shí)測(cè)效率為96.9%，明顯高于相同條件下硬開關(guān)逆變器的整機(jī)實(shí)測(cè)效率。

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(編輯：賈志超)

ResonantDClinksoft-switchinginverterwithoutstoragecapacitorinauxiliarycircuit

WANG Qiang， TANG Chao-yin， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin

(College of Information and Control Engineering,Liaoning Shihua University,Fushun 113001,China)

The storage capacitors that divide the voltage of the DC side in auxiliary circuit are used to supply energy to resonant circuit in the most resonant DC link soft-switching inverter.The disadvantage is that the storage capacitors will cause the center tap potential variation problem.Aiming at this problem,a resonant DC link soft-switching inverter topology circuit is proposed in this paper.It avoided the storage capacitors which were used to divide the voltage in auxiliary circuit and there was no center tap potential variation problem,which improved reliability in the inverter.The structure of the auxiliary circuit was very simple,which was conductive to reduce the cost of hardware and simplified control strategy.The operation principle of the soft-switching inverter was analyzed in detail on the basis of equivalent circuits at different operation modes.The conditions for realization of soft-switching were presented.The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established.A 3kW laboratory prototype was built.The experiment results verified that the switching devices of this soft-switching inverter can realize soft-switching and the soft-switching inverter presented effectively reduces switching loss and improves efficiency.

inverter; storage capacitor; resonant; zero-voltage switching; zero-current-switching

2015-06-28

國(guó)家自然科學(xué)基金 (51207069);遼寧省自然科學(xué)基金指導(dǎo)計(jì)劃項(xiàng)目(20170540586);遼寧石油化工大學(xué)國(guó)家級(jí)科研項(xiàng)目培育基金(2016PY-016)

王 強(qiáng)(1981—),男,博士,副教授,研究方向?yàn)檐涢_關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂? 唐朝垠(1990—),男,碩士研究生,研究方向?yàn)檐涢_關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂? 王天施(1970—),男,博士,副教授,研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)繼電保護(hù); 劉曉琴(1975—),女,博士研究生,副教授,研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)故障診斷。

王 強(qiáng)

10.15938/j.emc.2017.08.011

TM 464

:A

:1007-449X(2017)08-0078-10