白光富 江陽(yáng) 胡林 田晶 訾月姣

1)(貴州大學(xué)大數(shù)據(jù)與信息工程學(xué)院,貴陽(yáng) 550025)

2)(貴州大學(xué)物理學(xué)院,貴陽(yáng) 550025)

基于低采樣率模數(shù)轉(zhuǎn)換器的延時(shí)復(fù)用頻分多址無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)?

白光富1)2)?江陽(yáng)2)胡林2)田晶2)訾月姣1)

1)(貴州大學(xué)大數(shù)據(jù)與信息工程學(xué)院,貴陽(yáng) 550025)

2)(貴州大學(xué)物理學(xué)院,貴陽(yáng) 550025)

基于正交頻分復(fù)用技術(shù)的無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)中,光網(wǎng)絡(luò)單元為了獲得其所屬小部分下行數(shù)據(jù),需高采樣率模數(shù)轉(zhuǎn)換器將所有頻寬的信號(hào)恢復(fù)才能分出其所需要數(shù)據(jù).同時(shí)正交頻分信號(hào)峰均比很高,傳輸中容易引起非線性效應(yīng).為此,本文提出一種基于低采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換器的延時(shí)復(fù)用頻分多址無(wú)源光網(wǎng)絡(luò).在光線路終端將數(shù)據(jù)序列交錯(cuò)排序并在時(shí)域映射為正交幅度調(diào)制信號(hào);再通過(guò)離散傅里葉變換擴(kuò)頻技術(shù),將信號(hào)轉(zhuǎn)換為頻域信號(hào)并映射到子載波上.通過(guò)預(yù)先發(fā)送和回傳訓(xùn)練信號(hào),估測(cè)包括延時(shí)采樣和低采樣接收在內(nèi)的信道頻響;再將頻域信號(hào)利用估測(cè)信息在光線路終端做預(yù)處理,從而使信號(hào)傳輸中的失真得到有效預(yù)補(bǔ)償.本文實(shí)驗(yàn)演示了含有多個(gè)光網(wǎng)絡(luò)單元的系統(tǒng),對(duì)于含有M個(gè)光網(wǎng)絡(luò)單元的無(wú)源光網(wǎng)絡(luò),模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣率可以降低到1/MNyquist采樣率,實(shí)驗(yàn)中模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣率可以降低到1/32 Nyquist采樣率;由于下行信號(hào)通過(guò)光線路終端預(yù)處理實(shí)現(xiàn)失真預(yù)補(bǔ)償,光網(wǎng)絡(luò)單元接收到的信號(hào)不需要均衡,不需要傅里葉變換和傅里葉逆變換,避免了與之對(duì)應(yīng)的相關(guān)計(jì)算量,降低了光網(wǎng)絡(luò)單元的計(jì)算復(fù)雜度;由于使用了擴(kuò)頻技術(shù),信號(hào)波形具有更低的峰均比,從而降低了非線性對(duì)信號(hào)的影響,增加了功率預(yù)算.此外,隨著光網(wǎng)絡(luò)單元的增加,信號(hào)的誤碼率幾乎沒(méi)有增加,光網(wǎng)絡(luò)單元個(gè)數(shù)增加到32時(shí),向前糾錯(cuò)極限為10?3的功率代價(jià)小于0.5 dB;系統(tǒng)對(duì)光網(wǎng)絡(luò)單元采樣時(shí)刻偏離具有一定容限;25 km光纖傳輸?shù)墓β蚀鷥r(jià)大約0.5 dB.理論和實(shí)驗(yàn)均證明本方案能夠簡(jiǎn)化光網(wǎng)絡(luò)單元,降低無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)的成本;與傳統(tǒng)的無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)相比具有明顯優(yōu)勢(shì).

無(wú)源光網(wǎng)絡(luò),正交頻分多址技術(shù),模數(shù)轉(zhuǎn)換,采樣率

1 引 言

在最近的四十年間,居民通信業(yè)務(wù)增長(zhǎng)非常迅速.包括語(yǔ)音通話、電視廣播、無(wú)線電廣播和互聯(lián)網(wǎng)在內(nèi)的多種通信技術(shù)給大眾提供了豐富的信息服務(wù),為民眾的生活帶來(lái)了很大的便利［1］.然而,隨著多媒體、高清視頻、大數(shù)據(jù)定向傳輸、大型在線游戲等新型服務(wù)的出現(xiàn),近年來(lái)人們對(duì)大帶寬的需求越來(lái)越迫切［2?4］.為了獲得更高的數(shù)據(jù)傳輸速率以滿足新型數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的需求,有多個(gè)研究組提出了基于無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)(passive optical network,PON)的復(fù)用技術(shù)［5?9］.比較典型的有時(shí)分復(fù)用無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)(time division multiplexing PON,TDM PON)［5］和正交頻分復(fù)用無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)(orthogonal frequency division multiplexing PON,OFDM PON)［6］兩種.OFDM PON由于具有高頻譜效率、高線性色散容限和信號(hào)均衡簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn),被認(rèn)為具有更佳的應(yīng)用前景［8］.OFDM PON還可以進(jìn)一步分為基于波分復(fù)用(wavelength division multiplexing,WDM)的OFDM PON和基于子載波分配技術(shù)的OFDM PON兩種［9,10］.與基于WDM的OFDM PON相比,基于子載波分配技術(shù)的OFDM PON能夠動(dòng)態(tài)分配帶寬,而且系統(tǒng)成本較低.因此,正交頻分復(fù)用多址接入(orthogonal frequency division multiple access,OFDMA)PON能夠?qū)拕?dòng)態(tài)地分配給不同用戶,帶寬分配具有非常高的靈活性［8］.此外,還有學(xué)者將TDM和OFDM技術(shù)融合,提出了基于OFDM的時(shí)分多址接入(time division multiple access,TDMA)PON［11］.

然而,無(wú)論是哪一種無(wú)源網(wǎng),光網(wǎng)絡(luò)單元(optical network unit,ONU)為了獲得其所需的小部分下行數(shù)據(jù),都需要高采樣率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter,ADC)解調(diào)高速率的OFDM信號(hào)［8,9］,才能分出其需要的數(shù)據(jù).在PON中,簡(jiǎn)化ONU對(duì)于降低硬件成本、操作和維護(hù)成本有非常重要的意義.為此,有學(xué)者提出了基于通道性質(zhì)復(fù)用(channel-characteristic-division,CCD)的OFDM PON［12］.在文獻(xiàn)［12］中,ADC采樣率可以降低到1/32 Nyquist頻率.但是該方案需要在光線路終端(optical line terminal,OLT)和各ONU間設(shè)計(jì)不同的物理通道,使每個(gè)通道的頻響不一樣,以實(shí)現(xiàn)不同ONU的信號(hào)能夠容易區(qū)分并被解調(diào).顯然,這增加了ONU的設(shè)計(jì)和建設(shè)成本;重要的是,這還使子載波只能在具有相同頻響的通道內(nèi)使用和分配,系統(tǒng)帶寬在各通道間不能動(dòng)態(tài)分配和共享,降低了系統(tǒng)帶寬分配的靈活性;基于OFDM技術(shù)的子載波動(dòng)態(tài)分配的優(yōu)勢(shì)沒(méi)有被發(fā)揮出來(lái).為此,文獻(xiàn)［13,14］提出了一種基于延時(shí)復(fù)用的OFDMA PON.在該方法中,先通過(guò)設(shè)計(jì)特殊的訓(xùn)練符號(hào)(training symbol,TS)估測(cè)包括低于Nyquist頻率接收,延時(shí)采樣在內(nèi)的通道總頻響;再基于估測(cè)的總頻響將信號(hào)在OLT做預(yù)處理.在ONU端,通過(guò)延時(shí)采樣,能夠使用低采樣率的ADC接收和解調(diào)數(shù)據(jù).相對(duì)于文獻(xiàn)［12］,該方案具有較低的計(jì)算復(fù)雜度并且沒(méi)有增加額外的硬件.同時(shí)也需要注意到,單載波(single carrier,SC)頻分復(fù)用多址接入(FDMA)技術(shù)與前兩個(gè)工作中使用的OFDMA技術(shù)相比,前者具有更低的峰均功率比(peak to average power ratio,PAPR),因而能夠降低系統(tǒng)光調(diào)制器和電放大器等有源器件的非線性對(duì)信號(hào)的影響,提升系統(tǒng)的功率預(yù)算.但是在SC-FDMA PON中,ONU需要使用離散傅里葉變換(discrete Fourier transformation,DFT)將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換并在頻域均衡,再通過(guò)離散傅里葉逆變換(inverse discrete Fourier transform,IDFT)將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)到頻域才能取出相應(yīng)的數(shù)據(jù).由于在ONU需要做DFT和IDFT,因此SC-FDMA技術(shù)一般僅被用作上行數(shù)據(jù)的傳輸［15］,以便利用OLT強(qiáng)大的資源完成DFT和IDFT的計(jì)算.

在文獻(xiàn)［12—14］的基礎(chǔ)上,我們提出了一種新的基于延時(shí)復(fù)用技術(shù)的SC-FDMA PON架構(gòu)［16］.在該架構(gòu)中,OLT使用SC-FDMA調(diào)制信號(hào),通過(guò)DFT擴(kuò)頻(DFT spread,DFT-S)技術(shù)［17,18］降低信號(hào)的PAPR.在該方案中,由于包含低采樣接收和延時(shí)采樣在內(nèi)的頻響能夠通過(guò)訓(xùn)練符號(hào)估測(cè),并在OLT通過(guò)預(yù)處理過(guò)程補(bǔ)償.下行信號(hào)能夠通過(guò)ONU使用低采樣ADC接收,而且信號(hào)無(wú)需再做均衡,因此,ONU不再需要DFT和IDFT解調(diào)信號(hào).該方法進(jìn)一步降低了ONU數(shù)據(jù)處理的計(jì)算復(fù)雜度;同時(shí)具有更低的PAPR,從而提升了信號(hào)的品質(zhì)和系統(tǒng)的功率預(yù)算.本文在前期工作的基礎(chǔ)上,進(jìn)一步詳細(xì)討論信號(hào)預(yù)處理過(guò)程使用的補(bǔ)償矩陣.同時(shí),由于準(zhǔn)確估測(cè)通道訓(xùn)練信號(hào)的設(shè)計(jì)是對(duì)信號(hào)成功預(yù)處理的關(guān)鍵,本文也進(jìn)一步討論了如何設(shè)計(jì)訓(xùn)練信號(hào).另外,本文還研究了光纖色散對(duì)ONU個(gè)數(shù)和ONU收到的信號(hào)的影響.

2 工作原理

2.1 兩種基于時(shí)間延時(shí)復(fù)用和低采樣接收的PON架構(gòu)

基于時(shí)間延時(shí)復(fù)用的OFDMA PON［13］可以簡(jiǎn)單地用圖1表示.假設(shè)該系統(tǒng)有M個(gè)ONU,則在OLT,OFDM子載波將被均分為M組,將所有ONU需要的數(shù)據(jù)依次映射到子載波上,每一組子載波攜帶的數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)于一個(gè)ONU需要的數(shù)據(jù).映射后的OFDM信號(hào)將被預(yù)處理從而使傳輸和接收過(guò)程中引起的失真得到預(yù)補(bǔ)償,補(bǔ)償信息通過(guò)預(yù)傳輸訓(xùn)練信號(hào)進(jìn)行估測(cè).被預(yù)處理過(guò)的信號(hào)經(jīng)過(guò)采樣率為SR的DAC轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)后,被光電調(diào)制器調(diào)制到光載波上,再通過(guò)光纖傳輸?shù)竭h(yuǎn)端.在遠(yuǎn)端,通過(guò)光功率分配器(splitter)將光信號(hào)分配給不同的ONU,經(jīng)光電轉(zhuǎn)換后,使用采樣率為SR/M的ADC將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào),然后通過(guò)DFT將信號(hào)轉(zhuǎn)化到頻域從而得到該ONU需要的信號(hào).與傳統(tǒng)的OFDMA方案相比,該方法中ONU只需要1/MNyquist頻率的ADC將信號(hào)做模數(shù)轉(zhuǎn)換,而且ONU的DFT大小也只有OLT的1/M.此外,由于包括通道頻響、采樣失真、延時(shí)在內(nèi)的信號(hào)失真已經(jīng)被預(yù)補(bǔ)償,信號(hào)不需要在時(shí)域或頻域做均衡.因此,基于時(shí)間延時(shí)復(fù)用的OFDMA PON降低了ONU的硬件需求和計(jì)算復(fù)雜度,簡(jiǎn)化了ONU,降低了ONU的成本.但是,由于信號(hào)是在頻域編碼的信號(hào),ONU需要先將收到的信號(hào)做DFT才能解調(diào)出數(shù)據(jù).同時(shí),由于OFDMA信號(hào)的PAPR比SC-FDMA高,為了降低信號(hào)在光電轉(zhuǎn)換和傳輸中的非線性效應(yīng),OLT的發(fā)射功率受到限制.為了獲得足夠的探測(cè)功率,ONU需要使用前置放大器(pre-ampli fi ers)放大信號(hào)來(lái)獲得足夠的探測(cè)功率.

圖1 (網(wǎng)刊彩色)兩種基于延時(shí)復(fù)用和低采樣接收的PON架構(gòu) (a)延時(shí)復(fù)用OFDMA PON;(b)延時(shí)復(fù)用DFT擴(kuò)頻OFDMA PONFig.1.(color online)Two kinds of PON schemes:(a)Concept of DDM-based OFDMA PON scheme;(b)DDM-based DFT-S-FDMA PON.

基于延時(shí)復(fù)用技術(shù)的SC-FDMA PON架構(gòu)［16］如圖1(b)所示,與圖1(b)不同之處在于數(shù)字信號(hào)先在時(shí)域被調(diào)制,再通過(guò)DFT擴(kuò)頻技術(shù)將信號(hào)轉(zhuǎn)到頻域,再被映射到子載波上.同時(shí),本架構(gòu)的ONU接收到的信號(hào)為被補(bǔ)償過(guò)的時(shí)域信號(hào),不需要再進(jìn)行DFT和IDFT變換,用低采樣率ADC接收到的數(shù)據(jù)即為該ONU需要的數(shù)據(jù).因此ONU得到了進(jìn)一步簡(jiǎn)化.需要指出的是,本方法的優(yōu)勢(shì)在于降低了ONU的計(jì)算復(fù)雜度,簡(jiǎn)化了ONU,降低了ONU的建設(shè)、維護(hù)成本.本架構(gòu)雖需要在OLT端使用DFT擴(kuò)頻技術(shù),并需要在OLT做數(shù)據(jù)預(yù)處理,增加了OLT的計(jì)算復(fù)雜度和開(kāi)銷,或者說(shuō)將ONU的成本轉(zhuǎn)嫁到OLT,但是我們認(rèn)為是值得的.首先,傳統(tǒng)OLT和ONU在性能方面本身就有顯著差異,OLT的計(jì)算能力一般明顯高于ONU,而傳統(tǒng)OFDM PON中,OLT本身就承擔(dān)DFT和IDFT的數(shù)據(jù)處理,如果將傳統(tǒng)OFDM PON的計(jì)算復(fù)雜度定義為CPX,ONU中的DFT和IDFT計(jì)算轉(zhuǎn)嫁到OLT上,OLT額外的DFT的計(jì)算量與原本的計(jì)算量相同,總的復(fù)雜度只是增加到2CPX,即只是同量級(jí)復(fù)雜度的增加,不會(huì)給OLT帶來(lái)太大的負(fù)荷;相反,從ONU來(lái)看,復(fù)雜度降低就很明顯,傳統(tǒng)ONU中,對(duì)于FFT size為N的一個(gè)OFDM symbol,完成一次DFT的計(jì)算量為N2次復(fù)數(shù)乘法和N(N?1)次,完成一次IDFT也需要相同的計(jì)算量,在我們的方案中,這些計(jì)算就可以省略.其次,對(duì)于單級(jí)PON接入網(wǎng),ONU的個(gè)數(shù)可以多達(dá)64個(gè),對(duì)于長(zhǎng)距離傳輸?shù)腜ON和多級(jí)PON,ONU的個(gè)數(shù)可能會(huì)更多,因此降低ONU的開(kāi)銷可能會(huì)更有利.同時(shí)還需要指出的是,該架構(gòu)與傳統(tǒng)的TDMA PON也有明顯的區(qū)別,傳統(tǒng)的TDMA系統(tǒng)多使用非歸零(non return to zero,NRZ)碼和開(kāi)關(guān)鍵控(on o ffkeying,OOK)調(diào)制,隨著調(diào)制速率的增加,光纖色散將會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的符號(hào)間干擾(inter-symbol interference,ISI)［19］. 相反,在本架構(gòu)中,由于使用OFDM技術(shù),可以通過(guò)循環(huán)前綴(cyclic pre fi x,CP)來(lái)抵抗色散引起的符號(hào)間干擾.最后需要說(shuō)明的是時(shí)間延遲對(duì)本架構(gòu)也是非常重要的,因?yàn)閷?duì)于一般的PON系統(tǒng),不同的ONU通道僅有光纖長(zhǎng)度不同(差別在幾公里到十幾公里范圍),因此它們的頻響幾乎是相同的［14］.為了容易區(qū)分不同ONU通道和方便ONU分離和提出所屬的數(shù)據(jù),需要設(shè)置不同時(shí)間延遲來(lái)構(gòu)造不同的通道頻響.

2.2 基于延時(shí)復(fù)用技術(shù)的SC-FDMA PON原理

其中,H=ATC.

為了使ONU接收的信號(hào)為S,需要在OLT將信號(hào)做預(yù)處理.為此,設(shè)預(yù)處理矩陣為P,則預(yù)處理后的信號(hào)Q變?yōu)?/p>

由(1),(2)兩式可以看出,只有當(dāng)P為H的逆矩陣,即P=H?1時(shí),ONU接收到的信號(hào)S′才等于S.這里還需要注意的是P=H?1=(ATC)?1,因此如果能夠準(zhǔn)確得到A,C,T,就可以構(gòu)造預(yù)處理矩陣.通過(guò)上面的分析不難看出,由于信號(hào)傳輸中的所有失真都通過(guò)預(yù)處理得到補(bǔ)償,收到的信號(hào)不需要再做均衡;而且由于信號(hào)是在時(shí)域被QAM調(diào)制,ONU接收到的信號(hào)即為所需要的時(shí)間信號(hào),不需要再做DFT和IDFT的轉(zhuǎn)換,降低了ONU的計(jì)算復(fù)雜度,提高了信號(hào)的處理效率.

2.3 A,C,T矩陣

如圖1(b)所示,低采樣過(guò)程將導(dǎo)致不同ONU的子載波信號(hào)完全重疊在一起,比如對(duì)于一個(gè)LM點(diǎn)的向量信號(hào),低采樣ADC接收到的信號(hào)將變?yōu)長(zhǎng)點(diǎn)的向量信號(hào),每個(gè)點(diǎn)被以L點(diǎn)為周期的原信號(hào)重疊.因此低采樣ADC引起的失真矩陣A是一個(gè)LM×LMM的矩陣.A的具體形式如附錄A所示.

通道頻響C可以表示為如下形式:

其為L(zhǎng)MM行LM列的矩陣,Cm,n表示第m個(gè)ONU中第n個(gè)子載波的頻響.通過(guò)訓(xùn)練符號(hào),可以獲得頻響,每個(gè)ONU可以將其通道頻響回傳給OLT,因此對(duì)于OLT,C矩陣可以獲得.

由于在一般的PON架構(gòu)下每個(gè)ONU的頻響非常接近,我們通過(guò)設(shè)置不同的時(shí)間延遲區(qū)分不同ONU信號(hào).從頻域的角度來(lái)看,由于所有ONU通道頻響接近,低采樣過(guò)程又導(dǎo)致不同ONU的子載波信號(hào)完全重疊在一起,如果各子載波的相位相同,無(wú)論在頻域還是在時(shí)域均無(wú)法區(qū)分和分離數(shù)據(jù),因此時(shí)間延遲是非常必要的.設(shè)相鄰ONU的時(shí)延均為?t,也即是相鄰ONU的采樣起始點(diǎn)相差?t時(shí)間.從頻域看來(lái),相當(dāng)于相鄰的子載波有不同的相位變化.延時(shí)接收信號(hào)引起的失真矩陣T的具體形式如附錄附錄B所示.T為L(zhǎng)MM行LMM列的對(duì)角矩陣.

通過(guò)以上分析,矩陣A,C,T均可以求得,因此可以在OLT對(duì)信號(hào)做預(yù)處理和補(bǔ)償.

為了更具體地分析矩陣H的形式,我們以一個(gè)具體例子進(jìn)行分析.假設(shè)PON架構(gòu)有兩個(gè)ONU,含有8個(gè)子載波.由于在低采樣前,信號(hào)經(jīng)歷了延時(shí),因此低采樣后的信號(hào)不會(huì)出現(xiàn)相干疊加,為方便討論可以認(rèn)為A矩陣中的非零元素均為1.A,C,T分別為:

主要成果包括：與?。ㄗ灾螀^(qū)）水利、環(huán)保部門建立了重大問(wèn)題協(xié)商、規(guī)劃銜接、聯(lián)合考核、突發(fā)事件信息共享機(jī)制；與?。ㄗ灾螀^(qū)）水行政主管部門在水功能區(qū)監(jiān)督、取水及排污口設(shè)置審批方面建立分級(jí)管理體系；與?。ㄗ灾螀^(qū)）水質(zhì)監(jiān)測(cè)部門建立流域機(jī)構(gòu)指導(dǎo)協(xié)調(diào)，流域與區(qū)域水質(zhì)信息共享、分工協(xié)作的工作格局。

因此,可以求出H矩陣為:

求出矩陣H后,很容易求出其逆矩陣和預(yù)處理矩陣.

2.4 訓(xùn)練符號(hào)設(shè)計(jì)

為了準(zhǔn)確估計(jì)出每個(gè)ONU的通道頻響,在同一個(gè)時(shí)間槽內(nèi)只能有一個(gè)ONU對(duì)應(yīng)的子載波攜帶數(shù)據(jù),其余子載波不帶數(shù)據(jù).訓(xùn)練信號(hào)的設(shè)計(jì)如圖2所示,一般情況下,為了較準(zhǔn)確地估計(jì)每個(gè)ONU通道的頻響,每個(gè)子載波會(huì)有多個(gè)數(shù)據(jù)塊(block).在這里我們還需要指出,由于是基帶傳輸,無(wú)論是數(shù)據(jù)傳輸還是訓(xùn)練信號(hào)傳輸,正頻的子載波數(shù)據(jù)與負(fù)頻的子載波數(shù)據(jù)之間是共軛關(guān)系,這意味著只有正頻的子載波攜帶數(shù)據(jù).

圖2 (網(wǎng)刊彩色)估測(cè)通道頻響的訓(xùn)練信號(hào)的結(jié)構(gòu)Fig.2.(color online)Structure of the training symbol for estimating the channel response.

3 實(shí)驗(yàn)架構(gòu)

圖3是本方案采用的實(shí)驗(yàn)架構(gòu).DFT-S FDMA數(shù)據(jù)塊或者用作預(yù)估測(cè)通道的訓(xùn)練信號(hào)由MATLAB程序產(chǎn)生,然后輸入任意波形發(fā)生器(arbitrary waveform generator,AWG,型號(hào):Tektronix7122B)產(chǎn)生相應(yīng)的電波形.AWG的采樣率是12 GHz,DAC幅度分辨率(DAC resolution)是8比特.DFT-S FDMA的DFT大小2048,子載波數(shù)為1024;由于是基頻信號(hào),對(duì)應(yīng)的信號(hào)帶寬是3 GHz,相應(yīng)的Nyquist頻率為6 GHz;數(shù)據(jù)格式為16QAM,CP長(zhǎng)度為1/32時(shí)槽.光發(fā)送端由一個(gè)吸收式調(diào)制分布式反饋激光器(electro-absorption modulated distributed feedback laser,EML),一個(gè)摻鉺光纖放大器(EDFA),一個(gè)光帶通濾波器和一個(gè)衰減器順接構(gòu)成.在ONU端,有一個(gè)真實(shí)的ONU(ONU-1)和多個(gè)虛擬的ONU.在ONU-1,我們通過(guò)一個(gè)可調(diào)衰減器來(lái)模擬ONU數(shù)變化功率分配器帶來(lái)的功率損失.本實(shí)驗(yàn)分別驗(yàn)證了系統(tǒng)含有1,2,4,8,16,32個(gè)ONU的情況.光信號(hào)被光電探測(cè)器(PD)轉(zhuǎn)化為電信號(hào)后,通過(guò)一個(gè)采樣率為40 GHz的數(shù)字示波器 (digital oscilloscope,DSO,型號(hào):Tektronix,DSOX91204A)接收,該信號(hào)通過(guò)MATLAB程序重新被采樣使信號(hào)的采樣率變?yōu)?/MNyquist(M為ONU個(gè)數(shù)).數(shù)據(jù)均衡采用單抽頭均衡(one tap equalizer),誤碼率(BER)計(jì)算方法通過(guò)統(tǒng)計(jì)總的錯(cuò)誤比特?cái)?shù)方法計(jì)算(bit error count)得到.

圖3 (網(wǎng)刊彩色)實(shí)驗(yàn)架構(gòu)Fig.3.(color online)Experimental setup.

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與討論

4.1 通道頻響

在PON系統(tǒng)中,一般ONU的元件和架構(gòu)都是相同的,主要的差別在于OLT到各ONU的距離可能會(huì)不同,而且一般PON的范圍小于35 km.為了探索不同光纖長(zhǎng)度對(duì)系統(tǒng)頻響的影響,我們分別測(cè)試了AWG的頻響、系統(tǒng)背對(duì)背接收時(shí)的頻響、信號(hào)傳輸10 km和35 km的頻響,如圖4所示.由圖4(a)可以發(fā)現(xiàn),由于本架構(gòu)是EML調(diào)制和光電探測(cè)器直接探測(cè),信號(hào)是雙邊帶基帶信號(hào);因此其正頻和負(fù)頻的幅度頻響是對(duì)稱的;還可以看到AWG高頻部分的幅度頻響比較差.對(duì)比幾種情況的幅度頻響,不難發(fā)現(xiàn)系統(tǒng)的幅度頻響主要取決于AWG的幅度頻響,結(jié)合相應(yīng)的相位頻響(如圖4(b)所示),幾種情況的頻響幾乎是相同的.因此,對(duì)于典型的PON系統(tǒng),不同OLT到ONU的通道頻響幾乎是相同的,光纖長(zhǎng)度對(duì)頻響的影響非常小,如果按照文獻(xiàn)［12］的方式,要在硬體上增加附加的結(jié)構(gòu)以改變OLT到不同ONU通道頻響,將會(huì)明顯增加系統(tǒng)的成本.相反,在我們提出的方案中,即使對(duì)于通道頻響差異很小的通道,我們是通過(guò)延時(shí)來(lái)構(gòu)造OLT到不同ONU的通道頻響.對(duì)于含有4個(gè)ONU的系統(tǒng),由原理部分的分析可知,如果相鄰ONU的采樣時(shí)刻延遲為?t,則第一個(gè)ONU通道的相位頻響為,第二個(gè)通道的相位頻響為nω?t,第三個(gè)通道的相位頻響為2nω?t,第四個(gè)通道的相位頻響為3nω?t,其中,ω/2π為子載波頻率間隔,n代表第n個(gè)子載波.由實(shí)驗(yàn)條件可知子載波的間隔約5.9 MHz,當(dāng)相鄰采樣時(shí)間延遲為166.67 ps時(shí),如圖5所示,四個(gè)通道的相位頻響分別為0°,0.3554n°,0.7108n°和 1.0662n°,相位延遲與子載波序數(shù)為線性關(guān)系,且不同ONU的相位頻響的斜率明顯不一樣.結(jié)果表明盡管本系統(tǒng)中的OLT到不同ONU的幅度頻響幾乎相同,通過(guò)在不同的ONU端設(shè)定不同的采樣時(shí)刻,能夠在不增加附加硬件的情況下,構(gòu)造不同通道的相位頻響,從而實(shí)現(xiàn)了通道頻響的顯著區(qū)分.

圖4 (網(wǎng)刊彩色)系統(tǒng)頻響 (a)幅度頻響;(b)相位頻響Fig.4.(color online)The system response:(a)Amplitude response;(b)phase response of the proposed system.

圖5 (網(wǎng)刊彩色)相鄰ONU的延時(shí)為166.7 ps時(shí)的相位頻響Fig.5.(color online)The phase response when the delay is 166.7 ps.

4.2 不同延時(shí)對(duì)信號(hào)的影響

由于ONU使用了低采樣的ADC,接收數(shù)據(jù)在頻域上子載波是重疊的(如圖1(b)所示).因此任意ONU在某時(shí)刻收到的數(shù)據(jù)可以看作是所有ONU在該時(shí)刻的數(shù)據(jù)的線性組合.根據(jù)本文提出的方案,為了收到的數(shù)據(jù)不需要做均衡,這意味著其他數(shù)據(jù)的權(quán)重必須為零,因此,采樣時(shí)刻對(duì)該系統(tǒng)非常重要.為了更具體地探討該問(wèn)題,我們計(jì)算了系統(tǒng)含有4個(gè)ONU時(shí)各ONU采樣時(shí)刻與單抽頭均衡系數(shù)(one tap equalizer coefficient)的關(guān)系.如圖6所示,對(duì)于第一個(gè)ONU,如果在時(shí)刻開(kāi)始采樣,其他ONU數(shù)據(jù)的權(quán)重為,不會(huì)對(duì)第一個(gè)ONU產(chǎn)生影響,從而保證了第一個(gè)ONU收到的數(shù)據(jù)不需要做均衡.同理,后面三個(gè)ONU開(kāi)始采樣的理想時(shí)間點(diǎn)應(yīng)該依次為166.67,333.34,500.01 ps.如果各ONU的開(kāi)始采樣時(shí)刻偏離了理想位置,收到的信號(hào)將受到其他信號(hào)的影響.但是,我們也需要注意到,由于抽頭系數(shù)隨時(shí)間正弦(余弦)變換,當(dāng)采樣起始時(shí)刻偏離較小時(shí)(比如小于0.02 ps),由于其他ONU的抽頭系數(shù)權(quán)重很小,對(duì)信號(hào)的影響也很小.因此,系統(tǒng)對(duì)ONU的采樣時(shí)刻偏離理想采樣時(shí)刻具有一定的容限.同時(shí)還需要指出的是,在我們的實(shí)驗(yàn)中,AWG時(shí)鐘信號(hào)(相當(dāng)于系統(tǒng)OLT發(fā)射信號(hào)時(shí)鐘)和示波器的時(shí)鐘(相當(dāng)于ADC的采樣時(shí)鐘)是使用同一個(gè)時(shí)鐘(AWG時(shí)鐘),而低采樣過(guò)程是通過(guò)MATLAB程序仿真實(shí)現(xiàn),而不是一個(gè)低采樣的示波器或者實(shí)體的ADC采樣器(比如,可編程門陣列,FPGA),因此沒(méi)有因?yàn)闀r(shí)鐘漂移引起的采樣偏離問(wèn)題.在實(shí)際中,OLT和ONU的時(shí)鐘是獨(dú)立的或者說(shuō)是通過(guò)光纖與信號(hào)一起傳輸,有可能出現(xiàn)因系統(tǒng)不穩(wěn)定引起的時(shí)鐘漂移.當(dāng)誤差很大時(shí),只有重新估測(cè)通道頻響做預(yù)補(bǔ)償.系統(tǒng)時(shí)鐘如果隨時(shí)間抖動(dòng)很大,將會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)頻繁估測(cè)通道,增加系統(tǒng)的開(kāi)銷.幸運(yùn)的是,一般情況下PON系統(tǒng)比無(wú)線系統(tǒng)或者ROF系統(tǒng)穩(wěn)定,時(shí)鐘抖動(dòng)不會(huì)很激勵(lì).

圖6 (網(wǎng)刊彩色)不同時(shí)刻O(píng)NU的抽頭系數(shù)Fig.6.(color online)The tap coefficients at di ff erent time.

4.3 背對(duì)背測(cè)試(back to back,BTB)

圖7是系統(tǒng)在BTB情況時(shí),信號(hào)的誤比特率(bit error rate,BER)曲線和星座圖.由圖7(a)可以看出,對(duì)于只有1個(gè)ONU或者是32個(gè)ONU的PON系統(tǒng),在ONU端,信號(hào)做均衡(W/EQ與未做均衡(W/O EQ)的誤碼率曲線幾乎是相同的.這說(shuō)明通過(guò)在OLT的預(yù)處理過(guò)程,各種失真已經(jīng)得到了很好的補(bǔ)償,所以O(shè)NU不需要對(duì)信號(hào)再做均衡.圖7(b)和圖7(c)是BER在FECL為10?3時(shí)與7(a)相對(duì)應(yīng)的四種情況的星座圖,可以看出此時(shí)的星座點(diǎn)可以容易區(qū)分開(kāi)來(lái).

由圖8可以看出,PON系統(tǒng)的ONU個(gè)數(shù)從1個(gè)增加到32個(gè),信號(hào)的品質(zhì)有略微下降,但向前糾錯(cuò)極限(forward error correction limit,FECL)為10?3時(shí)功率代價(jià)小于0.5 dB.雖然ONU的增加對(duì)信號(hào)的品質(zhì)影響很小,但是當(dāng)ONU數(shù)大于32時(shí),系統(tǒng)將不能提供足夠的功率預(yù)算.此外,我們知道在OFDM信號(hào)中,直流分量不能攜帶信號(hào),由于本系統(tǒng)使用低采樣的ADC,分屬不同ONU的子載波將有一個(gè)(第一個(gè))載波分量周期性地疊加到直流分量上,因此對(duì)于這些載波分量不能攜帶信號(hào),隨著ONU的增加,這類子載波的比例將越來(lái)越大,降低了系統(tǒng)的頻譜效率.因此在本實(shí)驗(yàn)中,ONU最多個(gè)數(shù)為32.同時(shí),在解調(diào)過(guò)程中為了消除DC項(xiàng)帶來(lái)的影響,信號(hào)預(yù)處理時(shí)要保證DC分量為零.對(duì)此,文獻(xiàn)［20］已經(jīng)做了詳細(xì)討論.

圖7 (網(wǎng)刊彩色)BTB時(shí)信號(hào)的BER曲線和星座圖 (a)BER隨PD輸入功率的變化;(b)M=1,PD輸入功率為12 dBm時(shí)的星座圖;(c)M=32,PD輸入功率為12 dBm時(shí)的星座圖Fig.7.(color online)The BER curve and the constellation of at BTB:(a)The BER performances with equalization or not at BTB,setting M=1,32;measured constellations at?12 dBm PD power input,setting(b)M=1 and(c)M=32.

圖8 (網(wǎng)刊彩色)M=1,2,4,8,16和32時(shí)BER隨PD輸入功率的變化Fig.8.(color online)The BER performance without equalization as function of PD input power at BTB setting M=1,2,4,8,16 and 32.

4.4 傳輸25 km光纖

為了探測(cè)光纖對(duì)信號(hào)品質(zhì)的影響,我們測(cè)試了25 km光纖傳輸后信號(hào)的品質(zhì).圖9(a)是系統(tǒng)只有1個(gè)ONU時(shí)BER隨著OLT的光纖入射功率變化曲線.圖9(b)—(e)是OLT的光纖入射功率為0.5,9,10.5,11.5 dBm時(shí)的星座圖.由圖9(b)—(e)可見(jiàn),當(dāng)OLT的光纖入射功率小于9 dBm時(shí),信號(hào)的星座圖比較容易區(qū)分,當(dāng)OLT的光纖入射功率大于等于10 dBm時(shí),BER上升非常激烈;當(dāng)OLT的光纖入射功率達(dá)到11.5 dBm時(shí),BER已經(jīng)大于FECL,星座很難區(qū)分開(kāi)來(lái).這是由于當(dāng)功率大于10 dBm時(shí),光纖的四波混頻和自相位調(diào)制等非線性效應(yīng)越來(lái)越嚴(yán)重［21,22］,導(dǎo)致BER上升.為了避免非線性效應(yīng),我們?cè)诤竺娴臏y(cè)試中,將OLT的光纖入射功率控制在9 dBm.

圖9 (網(wǎng)刊彩色)25 km光纖傳輸后的BER曲線和星座圖 (a)BER隨著OLT的光纖入射功率的變化;(b)—(e)OLT不同光纖入射功率時(shí)的星座圖Fig.9.(color online)The BER curve and the constellation of after 25 km fi ber transmission:(a)The BER performance as function of launched power of CO after 25-km transmission;(b)–(e)measured constellations without equalization at di ff erent launched power.

圖10 (網(wǎng)刊彩色)BER隨PD輸入功率和ONU數(shù)的變化 (a)背對(duì)背傳輸和25 km光纖傳輸后BER隨ONU的光電探測(cè)器入射功率變化;(b)背對(duì)背傳輸和25 km光纖傳輸后BER隨個(gè)數(shù)變化Fig.10.(color online)The BER performance as function of PD input power and total ONU number:(a)Comparing the BER performances between BTB and after 25 km transmission;(b)the BER performance as function of M at BTB and after 25 km transmission.

圖10(a)是背對(duì)背傳輸和25 km光纖傳輸后的BER隨ONU的光電探測(cè)器入射功率變化曲線,該結(jié)果表明,經(jīng)過(guò)25 km光纖傳輸后,FECL為10?3時(shí)的功率代價(jià)增加了大約0.5 dB,當(dāng)PD的輸入功率大于?12 dBm,BER能夠達(dá)到FECL為10?3的標(biāo)準(zhǔn).當(dāng)固定PD的輸入功率為?11.5 dBm時(shí),背對(duì)背傳輸和25 km光纖傳輸中,BER隨著ONU數(shù)的變化曲線如圖10(b)所示.該結(jié)果表明,對(duì)于ONU小于32的PON系統(tǒng),PD的輸入功率大于?11.5 dBm時(shí),BER能夠達(dá)到FECL為10?3的標(biāo)準(zhǔn).由于OLT的光纖入射功率可以達(dá)到9 dBm,該系統(tǒng)可以提供20.5 dBm的功率預(yù)算.這意味者我們提出的PON系統(tǒng)可以支持32個(gè)ONU和25 km光纖傳輸.

通過(guò)以上分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證可以看出,我們提出的方案能夠有效降低ONU的ADC采樣率和ONU的數(shù)據(jù)處理的計(jì)算復(fù)雜度,同時(shí)由于使用了擴(kuò)頻技術(shù),降低了信號(hào)的PAPR,降低了非線性對(duì)信號(hào)的影響,增加了系統(tǒng)的功率預(yù)算.最后需要強(qiáng)調(diào)的是,盡管本方案能夠有效降低ONU的ADC的采樣率,但是不能降低ADC的模擬帶寬,只有ADC的模擬帶寬足夠才能保證信號(hào)沒(méi)有被丟失,信號(hào)才能通過(guò)我們的方法被恢復(fù)出來(lái).

5 結(jié) 論

本文提出了一種基于低采樣率ADC的DDM OFDMA PON,對(duì)于含有M個(gè)光網(wǎng)絡(luò)單元的PON系統(tǒng),ADC的采樣率可以降低為1/MNyquist采樣率,同時(shí)還實(shí)驗(yàn)演示了含有1—32個(gè)ONU的系統(tǒng).結(jié)果表明,隨著ONU的增加,信號(hào)的BER受到的影響很小;下行信號(hào)通過(guò)OLT預(yù)處理過(guò)程補(bǔ)償傳輸和低采樣過(guò)程引起的失真,ONU接收到的信號(hào)不再需要均衡,也不需要做DFT和IDFT,極大地降低了ONU的數(shù)字信號(hào)處理的計(jì)算復(fù)雜度;由于使用了擴(kuò)頻技術(shù),降低了信號(hào)的PAPR,避免了非線性對(duì)信號(hào)的影響,增加了系統(tǒng)的功率預(yù)算.另外,我們還分析了ONU采樣時(shí)刻對(duì)接收信號(hào)的影響.當(dāng)采樣起始時(shí)刻偏離較小時(shí),由于其他ONU的抽頭系數(shù)權(quán)重很小,對(duì)信號(hào)的影響也很小,系統(tǒng)對(duì)ONU的采樣時(shí)刻偏離理想采樣時(shí)刻具有一定的容限.最后討論了光纖色散對(duì)接收信號(hào)的影響,結(jié)果表明,經(jīng)過(guò)25 km光纖傳輸后,FECL為10?3的時(shí)的功率代價(jià)增加了大約0.5 dB.理論和實(shí)驗(yàn)均證明我們提出方案能夠簡(jiǎn)化ONU,降低PON系統(tǒng)的成本,與傳統(tǒng)的PON系統(tǒng)相比具有明顯的優(yōu)勢(shì).

作者感謝臺(tái)灣交通大學(xué)林俊廷教授提供實(shí)驗(yàn)平臺(tái)開(kāi)展本工作,同時(shí)還要感謝臺(tái)灣中山大學(xué)維嘉建副教授非常有益的討論.

附錄A

附錄B

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Delay division multiplexing orthogonal frequency-division multiple access passive optical networks using low-sampling-rate analog-to-digital converter?

Bai Guang-Fu1)2)?Jiang Yang2)Hu Lin2)Tian Jing2)Zi Yue-Jiao1)
1)(College of Big Data and Information Engineering,Guizhou University,Guiyang 550025,China)
2)(College of Physics,Guizhou University,Guiyang 550025,China)

In traditional orthogonal frequency-division multiple access passive optical networks(OFDMA PON)or timedivision multiplexing access(TDMA)based OFDM PONs,analog-to-digital converters(ADCs)with a high sampling rate are required to demodulate high-speed aggregated OFDM data in order to receive a small portion of the downstream data at optical network users(ONUs).Meanwhile,OFDM signal has a higher peak-to-average power ratio(PAPR)than the single carrier signal,which can result in the nonlinear e ff ect.The resulting nonlinearity reduces the

signal performance.To enhance practicability of the present PONs,according to the sub-Nyquist sampling theory,we propose and detail a delay-division-multiplexing(DDM)scheme to enable a FDMA PON with low-sampling-rate ADCs.Based on pre-allocated relative time delays among the ONUs and discrete Fourier transform spread(DFT-S)technique,preprocessed signals sent from an optical line terminal(OLT)can be detected as di ff erent downstream signals following spectral aliasing caused by ADCs operating at a sub-Nyquist sampling rate.In the proposed scheme,as the signal distortion introduced by the propagation,aliasing and time shifted sampling is pre-compensated,the DFT and inverse discrete Fourier transform(IDFT)are unnecessary for de-mapping and picking out the signal at ONUs.Therefore,the proposed DDM scheme greatly enhances cost efficiency and enables a reduction in computational complexity.Meanwhile,DFT-S FDMA signal has low PAPR,which relieves the nonlinear eff ect in signal E/O conversion and transmission.As a result,the proposed scheme bene fi ts the power budget of the OLT and power consumption of the ONUs.In experiment,we demonstrate that each ONU with an ADC operating at 1/2–1/32 of the Nyquist sampling rate is able to receive 1/2–1/32 of the downstream data,with an insigni fi cant performance penalty.Furthermore,the details of the matrices that include channel response,aliasing and time delay are fi rst analyzed.In addition,training symbol is very important for estimating the channel response,and how to derive and design training symbols is the fi rst study to outline the details of this issue.The e ff ects of fi ber dispersion and the sampling instant of an ADC on signal performance are also studied.The results show that the signal performance has some degree of tolerance to sampling instant deviation and the power penalty is less than 0.5 dB to achieve a forward error correction limit of 10?3after 25 km fi ber transmission.The theoretical analysis and experimental results indicate that the proposed scheme can simplify the ONU and reduce the cost of the PON.

passive optical network,orthogonal frequency division multiple access,analog digital conversion,sampling rate

19 April 2017;revised manuscript received 15 July 2017)

(2017年4月19日收到;2017年7月15日收到修改稿)

10.7498/aps.66.194204

?國(guó)家自然科學(xué)基金(批準(zhǔn)號(hào):11264006,61465002,61650403)、貴州省留學(xué)人員科技創(chuàng)新項(xiàng)目(批準(zhǔn)號(hào):2016-23)和貴州省社發(fā)公關(guān)項(xiàng)目(批準(zhǔn)號(hào):2013-3125)資助的課題.

?通信作者.E-mail:baiguangfu123@163.com

?2017中國(guó)物理學(xué)會(huì)Chinese Physical Society

PACS:42.79.Sz,42.81.Uv,07.50.Qx,84.40.Ua

10.7498/aps.66.194204

*Project supported by the National Natural Science Foundation of China(Grant Nos.11264006,61465002,61650403),the Guizhou Provincial Foundation for Returned Scholars,China(Grant No.2016-23),and the Key Science and Technology Program of Guizhou Province,China(Grant No.2013-3125).

?Corresponding author.E-mail:baiguangfu123@163.com