張照鋒,張 強(qiáng),錢(qián)國(guó)明

(1.南京信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院,南京 210023;2.南京郵電大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院,南京 210003)

RFID發(fā)射前端的零中頻電路設(shè)計(jì)*

張照鋒1*,張 強(qiáng)1,錢(qián)國(guó)明2

(1.南京信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院,南京 210023;2.南京郵電大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院,南京 210003)

軟件無(wú)線電技術(shù)增強(qiáng)了射頻識(shí)別(RFID)系統(tǒng)的信號(hào)處理能力及兼容性,而零中頻的設(shè)計(jì)思想進(jìn)一步簡(jiǎn)化了射頻前端結(jié)構(gòu)。然而射頻前端依然發(fā)揮著不可替代之重要功能,若在設(shè)計(jì)中將其地位置于軟件子系統(tǒng)之下往往會(huì)惡化整體性能。本文對(duì)基于零中頻技術(shù)的RFID射頻發(fā)射前端進(jìn)行了必要的理論分析,在此基礎(chǔ)上,按照性能指標(biāo)要求對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了預(yù)增益仿真和諧波平衡仿真,以此作為模塊選型和優(yōu)化的依據(jù),最后完成了射頻前端設(shè)計(jì)。仿真結(jié)果表明,各項(xiàng)指標(biāo)較為理想。

射頻識(shí)別(RFID);射頻發(fā)射前端;零中頻;ADS仿真

隨著對(duì)移動(dòng)通信設(shè)備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加,傳統(tǒng)的超外差結(jié)構(gòu),由于其模擬分離元件多,體積大,成本高等原因,已經(jīng)越來(lái)越不適應(yīng)。而零中頻結(jié)構(gòu)(如圖1所示)是對(duì)常規(guī)超外差結(jié)構(gòu)的改進(jìn),省去了模擬中頻級(jí)的處理,直接進(jìn)行上變頻。

圖1 零中頻發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)圖

在這種發(fā)射機(jī)中,數(shù)字基帶I/Q信號(hào)經(jīng)過(guò)DAC轉(zhuǎn)換成模擬I/Q信號(hào),模擬I/Q信號(hào)經(jīng)模擬低通濾波器濾波后,分別與正交的兩路射頻本振信號(hào)混頻,而后進(jìn)行疊加,轉(zhuǎn)換成模擬射頻調(diào)制信號(hào),從而實(shí)現(xiàn)頻譜的搬移。零中頻發(fā)射機(jī)的優(yōu)點(diǎn)有:

(1)系統(tǒng)層次少,復(fù)雜度低,適于集成電路實(shí)現(xiàn)。

(2)由于沒(méi)有中頻,因此鏡像信號(hào)與所需信號(hào)完全重合,對(duì)濾波器的要求大為降低[1,9]。

(3)信號(hào)頻帶帶寬僅為已調(diào)信號(hào)的一半,這意味著接收機(jī)噪聲通帶比常規(guī)外差接收機(jī)少一半,使接收門(mén)限電平改善3 dB。

但這項(xiàng)技術(shù)也存在很多缺點(diǎn),正交調(diào)制信號(hào)和正交本振信號(hào)相位和幅度的不平衡,對(duì)直流偏移失真非常敏感等,因此導(dǎo)致嚴(yán)重的邊帶和本振泄漏[2-3]。

1 系統(tǒng)總體方案分析

零中頻發(fā)射機(jī)采用直接正交變頻調(diào)制方式,其本質(zhì)是一種特殊的頻率復(fù)用技術(shù)。假設(shè)圖1所示的結(jié)構(gòu)中的基帶I/Q兩路的輸入正交信號(hào)分別用i(t)和q(t)表示,它們的角頻率均為ωc,分別有相互正交的正弦信號(hào)cos(ωct)和sin(ωct)調(diào)制,調(diào)制后兩路信號(hào)相加得到:

x(t)=i(t)cos(ωct)+q(t)sin(ωct)

(1)

如果基帶I/Q兩路的輸入正交信號(hào)i(t)和q(t)分別為線性調(diào)頻脈沖信號(hào)復(fù)包絡(luò)的實(shí)部和虛部,即:

i(t)=cos(kπt2)和q(t)=sin(kπt2)

(2)

則零中頻調(diào)制的輸出為:

x(t)=i(t)cos(ωct)+q(t)sin(ωct)=
cos(kπt2)cos(ωct)+sin(kπt2)sin(ωct)=
cos(ωct-kπt2)

(3)

由式(3)可知,采用本振信號(hào)與基帶信號(hào)進(jìn)行混頻,當(dāng)i(t)和q(t)完全正交時(shí),調(diào)制輸出的邊帶信號(hào)x(t)有下邊帶分量cos(ωct-kπt2),上邊帶分量cos(ωct+kπt2)和載波分量ωc均被抑制掉,從而抵消無(wú)用邊帶信號(hào),實(shí)現(xiàn)對(duì)另一個(gè)邊帶的有效抑制。

2 發(fā)射前端的零中頻電路仿真與分析

雖然零中頻結(jié)構(gòu)的發(fā)射前端具有多種優(yōu)點(diǎn),但是在實(shí)際使用中零中頻對(duì)發(fā)射前端的正交信號(hào)的相位和幅度有較高的要求,因此使用ADS軟件對(duì)電路的預(yù)增益和諧波平衡進(jìn)行仿真與分析[7]。零中頻射頻發(fā)射前端仿真鏈路如圖2所示[7-8]。

圖2 零中頻射頻發(fā)射前端仿真鏈路

圖3 預(yù)增益仿真結(jié)果

2.1 預(yù)增益仿真與分析

本射頻識(shí)別系統(tǒng)的發(fā)射前端要求具有20 dB的動(dòng)態(tài)范圍[4]。由于采用零中頻電路結(jié)構(gòu),不存在中頻放大部分,若將功放全部設(shè)置在基帶部分實(shí)現(xiàn),過(guò)高的功率將導(dǎo)致嚴(yán)重的載波泄露;若將功放全部設(shè)置在射頻部分實(shí)現(xiàn),較難控制發(fā)射電路的功率。因此綜合考慮優(yōu)化設(shè)計(jì),將3 dB的增益在基帶功放實(shí)現(xiàn),23 dB的增益在射頻功放實(shí)現(xiàn)。

對(duì)發(fā)射鏈路進(jìn)行預(yù)增益仿真,分為基帶單路輸入和基帶雙路輸入兩種情況,仿真結(jié)果如圖3所示。從預(yù)增益曲線可知,對(duì)于單路輸入的0 dBm信號(hào),由于低通濾波器的插入損耗產(chǎn)生了1 dB左右的衰減,在混頻后得到2 dBm的功率,通過(guò)帶通濾波器后的衰減2 dB,最后經(jīng)功放放大后,最終輸出獲得23.943 dBm的射頻信號(hào)。在基帶雙路輸入的情況下,信號(hào)的質(zhì)量有所提升,對(duì)應(yīng)的輸出功率增加3 dBm,符合系統(tǒng)設(shè)計(jì)指標(biāo)。

2.2 諧波平衡仿真與分析

諧波平衡仿真是對(duì)非線性電路在頻率域的誤差仿真,能夠確定系統(tǒng)的信號(hào)、噪聲特性以及諧波頻譜等。在預(yù)增益仿真的基礎(chǔ)上,采用基帶雙路輸入,對(duì)射頻發(fā)射前端進(jìn)行諧波平衡仿真,進(jìn)而了解發(fā)射前端的載波和邊帶抑制度[10-11]。仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4 諧波平衡仿真結(jié)果

載波頻率的掃描變量范圍為:0～8 GHz。從圖4(a)可知,輸入載波主要集中在2.406 2 GHz,載波抑制度為32.42 dB,具有很好的載波抑制度。輸出信號(hào)頻率的掃描范圍為:2.386 2 GHz～2.426 2 GHz從圖4(b)可知,射頻信號(hào)輸出主要集中在2.401 2 GHz和2.411 2 GHz頻點(diǎn)上,其值為22.44 dB,則功率為25.44 dB;一次諧波、二次諧波輸出功率為-7.51 dB和-7.92 dB,可知交調(diào)雜波抑制度和二次諧波抑制度分別為32.9 dB和33.3 dB。均符合設(shè)計(jì)要求。

3 發(fā)射前端的具體設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

3.1 模塊設(shè)計(jì)

射頻發(fā)射前端的電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。零中頻射頻前端由直接變頻正交調(diào)制器、高穩(wěn)定度本振信號(hào)發(fā)生器和功率放大器組成。

圖5 射頻發(fā)射前端的電路結(jié)構(gòu)

3.1.1 直接變頻正交調(diào)制器

本系統(tǒng)的正交調(diào)制部分是采用Analog公司的AD8349來(lái)實(shí)現(xiàn)的。AD8349是一個(gè)用于700 MHz～2 700 MHz范圍內(nèi)的直接正交調(diào)制芯片,它具有較好的相位準(zhǔn)確度和幅度平衡度,成本低、功耗低等優(yōu)點(diǎn)[5]。當(dāng)芯片正常工作時(shí),兩路基帶信號(hào)分別從DAC差分輸入到IBBN、IBBP端和QBBN、QBBP端,為保證I/Q基帶信號(hào)的平衡,在DAC和AD8349之間設(shè)計(jì)低通鏡像抑制濾波器,如圖6所示。其中,LC構(gòu)成一個(gè)12 MHz帶寬的三階貝塞爾濾波器,L=680 nH,C1=100 pF,C2=270 pF;R1、R2=40.2 Ω,提供400 mV的直流偏置;R3=240 Ω,提供基帶差分輸入1.2 V的峰峰值。

圖6 低通鏡像抑制濾波器

3.1.2 本振信號(hào)發(fā)生器

本系統(tǒng)的本振信號(hào)發(fā)生器采用是由Analog公司的高性能鎖相頻率合成芯片ADF4360-0,設(shè)計(jì)的中心頻率為1750 MHz。它主要由數(shù)字鑒相器、電荷泵、壓控振蕩器、24位數(shù)據(jù)寄存器、24位功能鎖存器、可編程14位R計(jì)數(shù)器、可編程18位N計(jì)數(shù)器(5位A計(jì)數(shù)器和13位B計(jì)數(shù)器)以及雙模前置P/(P+1)分頻器等組成,所有片內(nèi)寄存器均通過(guò)簡(jiǎn)單的三線式接口進(jìn)行控制。

ADF4360-0的A(5位)、B(13位)計(jì)數(shù)器與雙模前置分頻器連接能實(shí)現(xiàn)一個(gè)分頻比為N的分頻器,算法為:

N=P·B+A

(4)

輸出頻率為:

fVCO=[P·B+A]×fREFIN/R

(5)

式中:fVCO為VCO的輸出頻率;P為前置分頻器的預(yù)先模值(8/9、16/17等);B為13位計(jì)數(shù)器預(yù)設(shè)分頻比(3～8191);A為5位計(jì)數(shù)器預(yù)設(shè)分頻比(0～31)[6]。

當(dāng)fVCO為2.4 GHz,fREFIN為50 MHz時(shí),根據(jù)寄存器幀結(jié)構(gòu)得R計(jì)數(shù)鎖存器的碼表為0000000000000 00000100001,對(duì)應(yīng)16進(jìn)制為000021。P取32,由式(1)～式(4)計(jì)算得B=12,A=0,則N計(jì)數(shù)器的碼表為000000000000110000000010,對(duì)應(yīng)16進(jìn)制為000C02。

3.2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)指標(biāo)及分配

本系統(tǒng)設(shè)計(jì)的射頻發(fā)射前端工作在2.4 GHz頻段,根據(jù)發(fā)射機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)對(duì)各級(jí)的功率、增益等指標(biāo)進(jìn)行分配。具體系統(tǒng)性能指標(biāo)如表1所示。

表1 2.4 GHz射頻發(fā)射前端的性能指標(biāo)要求

根據(jù)性能指標(biāo)要求,具體的功率分配如下:基帶如數(shù)信號(hào)功率為0 dBm,低通濾波器的插損1 dB,直接變頻正交調(diào)制器輸出功率2 dBm,功放增益24 dB。寬帶分配如下:本振輸出頻率范圍2.40 GHz～2.48 GHz,直接變頻正交調(diào)制器、帶通濾波器和功放的帶寬為2.40 GHz～2.48 GHz,低通濾波器的寬帶為0～5 MHz。

3.3 PCB設(shè)計(jì)注意問(wèn)題

印刷電路板的設(shè)計(jì)是根據(jù)電路原理圖完成對(duì)實(shí)際電路的布局設(shè)計(jì)。在進(jìn)行PCB設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)注意如下問(wèn)題:

(1)發(fā)射機(jī)射頻前端工作在 2.400 GHz～2.480 GHz的范圍,基帶信號(hào)輸入混頻器之前,應(yīng)該盡可能以較短的信號(hào)接入,從而減小各元件對(duì)的信號(hào)的影響。電源線和信號(hào)線應(yīng)該盡量保持較遠(yuǎn)的距離,同時(shí)在二者之間加入地進(jìn)行隔離。

(2)在對(duì)供電電源去耦的時(shí)候,最好采用不同的接地孔給不同的去耦電容接地,而且去耦電容得位置最好盡量靠近對(duì)應(yīng)電源輸入引腳。

(3)電源線和地線最好平行分布,可以有利于提供好的電廠兼容特性。

(4)走線時(shí)拐彎最好用120°走線,而不采用90°走線。

(5)為防止信號(hào)之間的相互干擾,輸出信號(hào)線和輸入信號(hào)線之間兩的距離要盡可能的大。

(6)在布線過(guò)程中,可以利用覆銅來(lái)提高板的穩(wěn)定性和物理強(qiáng)度。

4 結(jié)束語(yǔ)

最后根據(jù)選擇的器件和設(shè)計(jì)指標(biāo),依據(jù)PCB布局布線要求,制成零中頻射頻發(fā)射前端的實(shí)物,如圖7所示。經(jīng)整機(jī)測(cè)試,在2.4 GHz功率最大輸出24 dBm。

圖7 零中頻射頻發(fā)射前端

零中頻電路的射頻識(shí)別系統(tǒng)發(fā)射前端,結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,功耗低,符合開(kāi)放式軟件無(wú)線電平臺(tái)的思想[1]。本文對(duì)射頻識(shí)別系統(tǒng)發(fā)射前端的零中頻電路進(jìn)行了仿真,重點(diǎn)對(duì)系統(tǒng)的預(yù)增益和諧波平衡進(jìn)行了分析,并設(shè)計(jì)了系統(tǒng)的具體電路和性能指標(biāo)。測(cè)試結(jié)果表明,符合系統(tǒng)設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

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TheDesignofZero-IFCircuitUsedintheRF
Front-EndwithRFIDSystem*

ZHANGZhaofeng1*,ZHANGQiang1,QIANGuoming2

(1.Nanjing College of Information Technology,Nanjing 210023,China;2.College of Electronic Science and Engineering,Nanjing University of Post and Telecommunications,Nanjing 210003,China)

Software radio technology enhances signal processing ability and compatibility of RFID system,and zero-IF design can further simplify RF front-end structure. However,RF front-end still plays an important role and it is irreplaceable. The whole performance will be degraded if it is set lower than the software subsystem in the design process. The essential theoretical analysis of the RF transmitter front-end is illustrated based on zero-IF technique,and in accordance with the system performance parameter,the system pre-gain and harmonic balance simulations have been taken to compare different modules and fulfill optimization. Thus,the RF front-end design is realized. The simulation results show that all the parameters meet the design requirements.

RFID;RF front-end;Zero-IF structure;ADS simulation

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.05.014

2016-07-16修改日期2016-08-28

項(xiàng)目來(lái)源:江蘇高校品牌專(zhuān)業(yè)建設(shè)工程項(xiàng)目(PPZY2015C242);南京信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院開(kāi)放基金項(xiàng)目(KF20160101)

TN772.1

A

1005-9490(2017)05-1121-05

張照鋒(1974-),男,河南新鄉(xiāng)人,副教授,研究方向?yàn)殡姶艌?chǎng)與微波技術(shù),zhangzf@njcit.cn;

張強(qiáng)(1993-),男,江蘇徐州人,南京信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生,研究方向?yàn)闊o(wú)線電技術(shù)與應(yīng)用;

錢(qián)國(guó)明(1964-),男,浙江紹興人,教授,研究方向?yàn)闊o(wú)線通信技術(shù)和信號(hào)處理。