張 婷,程紅麗,王祖良,黃世奇

(1.西京學(xué)院信息工程學(xué)院,西安 710123;2.西安科技大學(xué)通信與信息工程學(xué)院,西安 710054)

基于STM32開關(guān)電源控制策略的研究與實(shí)現(xiàn)*

張 婷1*,程紅麗2,王祖良1,黃世奇1

(1.西京學(xué)院信息工程學(xué)院,西安 710123;2.西安科技大學(xué)通信與信息工程學(xué)院,西安 710054)

為提高開關(guān)電源的動態(tài)性能,設(shè)計一種基于STM32的暫態(tài)滯環(huán)電流控制方法。通過將采樣信息送進(jìn)具有浮點(diǎn)運(yùn)算單元(FPU)的STM32處理器,判斷其工作模式,即連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)或斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM),求解出對應(yīng)的滯環(huán)電流寬度,并對實(shí)時電感電流和閾值電流作比較,從而控制功率管動作。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果均表明,開關(guān)電源具有較好的動態(tài)性能,動態(tài)響應(yīng)時間達(dá)到400 μs左右,負(fù)載調(diào)整率達(dá)到0.04%左右,驗(yàn)證了暫態(tài)滯環(huán)電流控制策略的可行性。

開關(guān)電源;滯環(huán)電流控制;工作模式;動態(tài)性能

開關(guān)電源分為AC-DC和DC-DC兩大類,控制方法的選擇和設(shè)計對其性能十分重要,采用不同的檢測信號和控制電路會有不同的控制效果[1]。

滯環(huán)電流控制器的功能是在輸入電壓或負(fù)載變化時調(diào)節(jié)功率級開關(guān)器件S的導(dǎo)通與關(guān)斷時間,使開關(guān)電源的輸出電壓保持恒定[1]。文獻(xiàn)[1]變換器采用改進(jìn)后的滯環(huán)電流控制策略,負(fù)載電流突增過程具有較好的動態(tài)性能,但沒有考慮負(fù)載電流突降過程變換器工作在DCM的情況。本文以Buck-Boost DC-DC變換器為例,詳細(xì)分析了負(fù)載電流突降過程CCM和 DCM兩種模式的工作原理,針對不同的工作模式提出對應(yīng)的暫態(tài)滯環(huán)電流控制策略,在MATLAB/Simulink中建模驗(yàn)證其可行性,最后完成實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 滯環(huán)電流控制DC-DC變換器基本原理

滯環(huán)電流控制DC-DC變換器主要由DC-DC變換器和滯環(huán)電流控制器兩部分組成,如圖1所示[1]。

圖1 滯環(huán)電流控制DC-DC變換器結(jié)構(gòu)圖

圖1中,DC-DC變換器為Buck-Boost 變換器,采樣輸出電流io(t)、輸出電壓uo(t)、輸入電壓ui(t)和額定輸出電壓Ue并送入STM32,計算出實(shí)時平均電感電流[1-2]

(1)

式中:Io(t)為變換器輸出電流平均值,與平均電感電流成正比例關(guān)系。根據(jù)電路工作模式,求解滯環(huán)電流寬度,得到滯環(huán)電流上下閾值。采樣實(shí)時電感電流iL(t)與之作比較,控制功率管動作,從而使輸出電壓穩(wěn)定為uo(t)=Io(t)RL(t)[1]。

圖2 暫態(tài)響應(yīng)波形

2 暫態(tài)滯環(huán)電流控制策略

2.1 CCM下變換器暫態(tài)控制策略

Buck-Boost變換器負(fù)載電流突降范圍較小時,假設(shè)突變時刻為0,此時S關(guān)斷,儲存在電感中的能量同時給負(fù)載和電容供能,電感電流iL(t)減小,在穩(wěn)態(tài)滯環(huán)電流控制策略(圖中電感電流虛線部分)的基礎(chǔ)上,延長S關(guān)斷時間,iL(t)繼續(xù)減小,電感電流出現(xiàn)最小值即暫態(tài)滯環(huán)電流下限閾值,此時iL(t)=iL,min=IL1-0.5ΔI-H,滯環(huán)電流寬度為0.5ΔI+H,即t1時刻,S導(dǎo)通,電容放電,iL(t)=IL1時,電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)過程,即t2時刻。變換器電感電流、輸出電流和輸出電壓波形如圖2所示[1-2]。

圖2中,Io1和Io2分別為負(fù)載為RL1和RL2時的平均輸出電流,IL1和IL2為對應(yīng)的平均電感電流,ΔI為穩(wěn)態(tài)滯環(huán)電流寬度,Ton和Toff為開關(guān)S導(dǎo)通與關(guān)斷時間,同時考慮電感電流和電容電荷滿足的條件,計算參數(shù)H、Ton和Toff的過程如下。

S關(guān)斷時,設(shè)電容C充電電荷量為Q1,即S1的面積,可得Q1為

(2)

式中:

(3)

S導(dǎo)通時,設(shè)電容C放電電荷量為Q2,即S2的面積,可得Q2為

Q2=Io1×Ton

(4)

式中:

(5)

根據(jù)電容電荷平衡原理,即Q1=Q2,計算出

(6)

將H值代入式(3)和式(5),可得Toff與Ton,因此,通過將實(shí)時電感電流與暫態(tài)閾值電流作比較,可精確的控制S導(dǎo)通與關(guān)斷時間,對應(yīng)的暫態(tài)滯環(huán)電流控制策略如式(7)所示。

(7)

2.2DCM下變換器暫態(tài)控制策略

Buck-Boost變換器負(fù)載電流突降范圍較大時,電路工作于DCM。假設(shè)突變時刻為0,此時,開關(guān)S斷開,儲存在電感中的能量同時給負(fù)載和電容供能,iL(t)減小,減小到0時電路進(jìn)入DCM,iL(t)保持為0,僅電容給負(fù)載供能,當(dāng)輸出電壓等于額定輸出電壓Ue時,令S導(dǎo)通,iL(t)增加,電容繼續(xù)給負(fù)載供能,此過程滿足電容電荷平衡原理,電感電流、輸出電流和輸出電壓波形如圖3所示。

圖3 暫態(tài)響應(yīng)波形

對應(yīng)的暫態(tài)滯環(huán)電流控制策略如式(8)所示。

(8)

可以看出,暫態(tài)滯環(huán)電流控制策略分為3部分,結(jié)合圖3對其進(jìn)行詳細(xì)地理論分析。

第1部分 負(fù)載電流突降時,S關(guān)斷(即0時刻)。

第2部分 輸出電壓大于額定輸出電壓時,S保持關(guān)斷(即0～t3時刻),此過程變換器工作在以下 3個階段。

①t∈[0,t1):iL(t)>Io1,儲存在電感中的能量同時給電容和負(fù)載供能,過渡過程滿足微分方程為

(9)

初始條件為

uo(0)=Ue=24

(10)

(11)

根據(jù)式(10)和式(11),求出微分方程的解uo(t)。0到t1時刻的時間Δt1為

Δt1=(IL2+0.5ΔI-Io1)L/Ue

(12)

將t1=Δt1代入uo(t),求出輸出電壓uo(t1)。

②t∈[t1,t2)iL(t)≤Io1,電容C和電感同時給負(fù)載供能,過渡過程滿足微分方程

(13)

(14)

根據(jù)式(14),求出輸出電壓uo(t),t1到t2的時間Δt2為

Δt2=Io1L/Ue

(15)

將t2=t1+Δt2代入uo(t),求出輸出電壓uo(t2)。

③t∈[t2,t3)iL=0,電路工作在DCM,僅由電容C給負(fù)載供能,過渡過程的微分方程為

(16)

其通解為

(17)

將uo(t3)=24 V代入式(17),求出t2到t3時刻所經(jīng)歷的時間Δt3為

(18)

第3部分 輸出電壓小于等于額定輸出電壓時,S導(dǎo)通(即t3～t4時刻),電容給負(fù)載供能,變換器滿足的微分方程為

中國調(diào)味品企業(yè)在產(chǎn)品結(jié)構(gòu)升級和技術(shù)創(chuàng)新上不斷發(fā)力，在包裝、品牌宣傳、產(chǎn)品創(chuàng)新方面都有了很大提升，推動了中國調(diào)味品行業(yè)品牌集中度和產(chǎn)業(yè)集中度不斷上升。目前在各個分支產(chǎn)業(yè)都涌現(xiàn)出家喻戶曉的品牌，如醬油產(chǎn)業(yè)的海天、加加、美味鮮、李錦記，食醋產(chǎn)業(yè)的鎮(zhèn)江香醋、山西老陳醋、福建永春、四川保寧醋，復(fù)合調(diào)味料產(chǎn)業(yè)的太太樂、家樂、佳隆，調(diào)味醬產(chǎn)業(yè)的李錦記、老干媽，火鍋調(diào)味料產(chǎn)業(yè)的周君記、天味等。除了大型品牌的強(qiáng)勁發(fā)展，各地區(qū)域性的中小企業(yè)也競相成長，并在不少地區(qū)形成了產(chǎn)業(yè)集群。

(19)

t=t4時,電感電流為iL(t4)=IL1-0.5ΔI,暫態(tài)過程結(jié)束,電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)過程,t3到t4的時間Δt4為

Δt4=(IL1-0.5ΔI)L/ui

(20)

將t=Δt4代入式(19),求出輸出電壓uo(t4)。

可見,負(fù)載電流突降過程,采用控制策略式(7)或式(8),可精確地控制開關(guān)導(dǎo)通與關(guān)斷時間。

3 仿真驗(yàn)證

在Simulink中模擬Buck-Boost DC-DC變換器的暫態(tài)工作過程。輸入電壓范圍為16 V～32 V,額定輸出電壓為24 V,開關(guān)頻率f=50 kHz,L=1 mH,C=300 μF,取穩(wěn)態(tài)滯環(huán)電流寬度ΔI=100 mA。

3.1 CCM下負(fù)載電流突變仿真

Buck-Boost DC-DC變換器輸入電壓保持24 V時,負(fù)載電流從500 mA突降到400 mA,獲得輸出電流、電感電流和輸出電壓的波形如圖4所示。

圖4 CCM暫態(tài)響應(yīng)波形

圖4中,負(fù)載電流突降,電感電流減小,輸出電壓出現(xiàn)上沖現(xiàn)象,當(dāng)最小電感電流iL,min=0.40 A時,理論計算iL,min=0.39 A,輸出電壓最大值約為24.05 V,穩(wěn)態(tài)輸出電壓約為24.0 V,動態(tài)響應(yīng)時間約為100 μs,理論計算動態(tài)響應(yīng)時間約為83 μs,仿真結(jié)果和理論設(shè)計一致。

3.2 DCM下負(fù)載電流突變仿真

Buck-Boost DC-DC變換器輸入電壓保持24 V時,負(fù)載電流從500 mA突降到100 mA,獲得輸出電流、電感電流和輸出電壓的波形如圖5所示。

圖5 DCM暫態(tài)波形

圖5中,負(fù)載電流突降,開關(guān)關(guān)斷,電感電流iL(t)減小,iL(t)=0時,變換器進(jìn)入DCM,上沖電壓為24.11 V,輸出電壓為24.0 V時,開關(guān)導(dǎo)通,動態(tài)響應(yīng)時間約為400 μs,與理論分析接近,變換器具有較高的負(fù)載調(diào)整率和較短的動態(tài)響應(yīng)時間。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于STM32開發(fā)板制作了Buck-Boost變換器樣機(jī),負(fù)載電流突降時,采用暫態(tài)滯環(huán)電流控制策略獲取了實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

4.1 CCM下負(fù)載電流突變實(shí)驗(yàn)結(jié)果

負(fù)載電流突降范圍為500 mA～400 mA時,獲得實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示。

圖6中,輸出電壓上沖值為24.07 V,穩(wěn)態(tài)輸出電壓約為23.97 V,動態(tài)響應(yīng)時間約180 μs,變換器負(fù)載調(diào)整率為0.02%,與仿真結(jié)果幾乎一致。

4.2 DCM下負(fù)載電流突變實(shí)驗(yàn)結(jié)果

負(fù)載電流從500 mA突降到100 mA時,獲得實(shí)驗(yàn)波形如圖7所示。

圖7中,電路工作于DCM,上沖電壓為24.05 V,穩(wěn)態(tài)輸出電壓為23.95 V,負(fù)載調(diào)整率約為0.04%,動態(tài)響應(yīng)時間約為400 μs,與仿真結(jié)果接近,驗(yàn)證了策略的正確性。

圖6 CCM暫態(tài)響應(yīng)波形

圖7 DCM降暫態(tài)響應(yīng)波形

5 結(jié)論

以Buck-Boost DC-DC變換器為例,負(fù)載電流突變范圍不同時,電路工作在不同的導(dǎo)電模式,分別推導(dǎo)出對應(yīng)的暫態(tài)滯環(huán)電流上下閾值,得出暫態(tài)滯環(huán)電流控制策略?；赟TM32處理器制作了樣機(jī),實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,暫態(tài)過程應(yīng)用該控制策略后,變換器具有負(fù)載調(diào)整率高和動態(tài)響應(yīng)時間短的優(yōu)點(diǎn),驗(yàn)證了理論設(shè)計的正確性。

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ResearchandImplementationofControlStrategyofSwitchingPowerSupplyBasedonSTM32*

ZHANGTing1*,CHENGHongli2,WANGZuliang1,HUANGShiqi1

(1.Department of Information Engineering,Xijing University,Xi’an 710123,China;2.School of Communication and Information Engineering,Xi’an University of Science and Technology,Xi’an 710054,China)

In order to improve the dynamic performance of switching power supply,a transient state hysteresis current control strategy based on STM32 is designed. Sampled information are transferred to STM32 processor with floating point unit(FPU)function,judging the converter working mode to be continuous conduction mode(CCM)or discontinuous conduction mode(DCM),and the corresponding hysteresis current width is calculated. A comparison between real time inductor current and threshold current controls the power tube to action. The results of simulation and experiment show that switching power supply has good dynamic performance. The dynamic response time is 400 μs about and the load regulation is about 0.04%. The results verify the transient state hysteresis current control strategy is feasible.

switching power supply;hysteresis current control;working mode;dynamic performance

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.05.016

項目來源:西京學(xué)院科研基金(XJ160228);陜西教育廳自然科學(xué)專項研究項目(16JK2238,16JK2241);西京學(xué)院大創(chuàng)項目(127152017057)

2016-07-15修改日期2016-09-03

TM46

A

1005-9490(2017)05-1130-05

張婷(1988-),女,漢族,陜西西安人,碩士研究生,工作于西京學(xué)院信息工程學(xué)院,助教,主要研究方向?yàn)镈C-DC變換器,1046935520@qq.com;

程紅麗(1966-),女,教授,碩士生導(dǎo)師,研究方向?yàn)殡娐放c系統(tǒng),chl@xust.edu.cn。