鄧雪群

(中國電子科技集團公司第十研究所，四川 成都 610036)

0　引言

測控與信息傳輸系統(tǒng)是高速無人飛行器信息電子系統(tǒng)的核心之一，它在傳統(tǒng)飛行器統(tǒng)一測控系統(tǒng)的跟蹤、測軌、遙控、遙測及載荷數據傳輸“四合一”功能基礎上[1]，綜合了任務規(guī)劃與指揮控制功能。其中的遙控、任務指揮控制功能主要由視距測控通信鏈路與超視距測控通信鏈路互為補充完成。

與傳統(tǒng)飛行器測控相比，高速無人飛行器視距測控通信需解決如下問題[2-3]：① 復雜電磁環(huán)境下的強抗干擾、優(yōu)越低截獲性能傳輸需求；② 高動態(tài)環(huán)境下導致較大的多普勒頻移問題；③ 戰(zhàn)場邊緣應用及平臺的隨機擺動與反射，會造成信號電平嚴重衰落，以及低仰角多徑效應問題。采用擴頻通信技術是解決上述問題的一種技術途徑，但擴頻通信傳輸速率、擴頻增益、信號帶寬的相互制約，突發(fā)方式下的傳輸效率與快速同步的矛盾，以及工程實現(xiàn)時算法精度與硬件資源的矛盾都是技術難題。因此，本文設計了一種實用的突發(fā)碼移鍵控擴頻通信系統(tǒng)，從理論推導及仿真驗證的角度分析上述問題的解決思路，并基于精度、速度、資源均衡原則對解調接擴、同步等算法進行優(yōu)化設計，使其適用于實際工程實現(xiàn)，對其他測控與信息系統(tǒng)的工程設計具有一定參考意義。

1　系統(tǒng)設計

系統(tǒng)采用DBPSK+碼移鍵控擴頻調制，偽隨機(Pseudo Noise，PN)碼長為127位，碼速率為8 MHz。為適應突發(fā)擴頻通信系統(tǒng)，設計幀結構由同步段、標志段和數據段3部分構成。同步段主要完成突發(fā)信號到達檢測、自動增益(Automatic Gain Control，AGC)控制、頻偏估計、偽碼同步、位同步和幀同步等功能。標志段用于傳送消息長度、糾錯方式和數據發(fā)送模式等有效信息。數據段用于傳輸用戶數據。系統(tǒng)設計原理框圖如圖1所示。

圖1　系統(tǒng)原理

2　調制算法設計與實現(xiàn)

調制部分工作流程：串行輸入用戶數據經信道編碼后串并轉換形成4路信息流，前3路信息用于控制擴頻碼的選擇，第4路信息差分編碼后與選出的擴頻碼進行正反碼選擇，然后經符號映射、同步段組幀、脈沖成型得到基帶數據?；鶐祿汥A轉換、低通濾波、模擬中頻調制，產生中頻碼移鍵控擴頻調制信號，送入信道分機。

信道編碼設計采用循環(huán)冗余校驗(Cyclic Redundancy Check，CRC)編碼、RS編碼、卷積編碼、加擾和交織，加擾的目的是保證傳輸數據的隨機性，使信號頻譜彌散而保持穩(wěn)恒，對同步提取、降低信號峰值—平均值功率比有重要意義[4]，交織的作用則是把突發(fā)錯誤離散為隨機錯誤，以保證糾錯碼的有效性。擴頻碼選用自、互相關性良好、碼型數量較多的平衡Gold碼，具有較好的頻譜特性，有利于載波抑制。脈沖成型濾波采用平方根升余弦滾降濾波器，滾降系數取0.35。

3　解調算法設計與實現(xiàn)

解調部分工作流程：中頻信號經帶通濾波、可變增益放大器(Variable Gain Amplifier，VGA)電路調整、AD采樣得到數字碼流送入FPGA解調，在FPGA中對其進行數字下變頻、匹配濾波，得到I、Q兩路基帶信號，經同步后送碼移鍵控解擴解調，信道譯碼后輸出原始用戶信息。

3.1　采樣率的確定

本系統(tǒng)接收中頻信號中心頻率fIF=80 MHz，帶寬B=PN碼速率(1+滾降系數)=10.8 MHz，適合采用帶通采樣定理。為滿足窄帶中頻信號無混疊采樣條件，帶通信號采樣率fs應該滿足如下充要條件[5]：

(1)

式中，fH為帶通信號的最大頻率點；fL為帶通信號的最小頻率點；N為整數，其取值范圍為：

(2)

式中，int(·)表示取整數。

為便于數字下變頻后的抽取處理，采樣率的選取通常需保證采樣后的數據速率為PN碼速率的整數倍。同時為簡化電路設計，系統(tǒng)采用單路A/D實采樣，為減小頻譜混疊，則要求采樣率至少為PN碼速率的8倍以上。這里取12倍基帶碼元速率fs=96 MHz。帶通采樣的頻譜搬移如圖2所示，信號從高中頻變換到低中頻fLF=fIF-lfs=16 MHz，其中l(wèi)是使fLF的絕對值最小的自然數，本方案設計中l(wèi)取1。

圖2　A/D采樣頻譜搬移示意

3.2　數字下變頻

數字下變頻作用是將A/D采樣后的數字信號從低中頻搬移到基帶，同時根據同步模塊計算的頻率偏差估計值對信號進行校正，并實現(xiàn)采樣率的變換。

假設收發(fā)端存在載波頻率偏差Δf，A/D帶通采樣后的低中頻分量可表示為：

rLF(t)=d(t)c(t)cos[2π(fLF+Δf)t]，

(3)

式中，d(t)表示基帶波形；c(t)表示擴頻波形；載波功率歸一化為1。

對rLF(t)混頻、低通濾波后即得到基帶信號為：

rB(t)=d(t)c(t)ej2πΔft。

(4)

A/D采樣數字信號經混頻到零中頻后，輸出到低通濾波器以濾除倍頻分量，然后進行抽取，降低樣本速率，以利于后續(xù)信號處理。低通濾波器同時實現(xiàn)了抽取前的抗混疊濾波功能。基于處理精度、資源和計算速度的綜合考慮，后級匹配濾波處理要求采樣速率至少為PN碼速率4倍以上，因此選取抽取因子為3。

數字下變頻實現(xiàn)框圖如圖3所示，由數控振蕩器(Numerically Controlled Oscillator，NCO)、混頻器(乘法器)、低通濾波器和抽取器組成。

圖3　數字下變頻實現(xiàn)原理

3.3　匹配濾波

匹配濾波的目的是從4倍符號采樣的數字信號中恢復出具有最佳采樣點的信號，與調制部分的脈沖成型濾波器對應，采用相同滾降系數的平方根升余弦滾降濾波器對數據進行FIR濾波。

3.4　碼移鍵控擴頻解擴/解調

系統(tǒng)的擴頻調制采用PN碼和數據符號同步的方式，即一個數據符號轉換點對應著一個PN碼周期的轉換點，擴頻碼周期也不太長，因此可采用數字匹配濾波器進行數字相關解擴，在解擴的同時實現(xiàn)信息解調，并且達到PN碼快速捕獲的目的[6]。

匹配相關輸出相關函數可表示為：

0≤τ

(5)

式中，Ts為一個PN碼周期的時間長度。

① 當載波頻偏Δf=0時，

R(kTs+τ)=d(k)Rc(kTs+τ)，

(6)

(7)

式中，d(k)為接收的第kTs時刻差分用戶信息；Rc(kTs+τ)為擴頻波形c(t)的相關函數。

② 當載波頻偏Δf≠0時，載波頻率偏差會對相關峰各樣值點幅度帶來不同程度的衰減。此時，若接收信號與本地PN碼波形完全匹配，輸出相關函數峰值為：

R(kTs)=d(k)ej2πΔfkTssinc(ΔfTs)。

(8)

從上述定量分析可以看出，匹配濾波器的輸出R(kTs+τ)是一個與PN碼同周期的周期函數，幅度受用戶數據符號調制。載波頻偏對相關峰峰值的影響是會產生一個sinc函數衰減因子。因此，相關解擴前先做載波頻偏糾正，在相關峰最大值處采樣即可解調出差分信息d(k)。

系統(tǒng)實現(xiàn)時設計采用16個PN碼相關器代替I、Q兩路16個匹配濾波器，在位同步時鐘控制下對相關器運算結果進行采樣、清零處理，這樣，每127×4=508個時鐘周期輸出一組8個樣值，輸出峰值的相關器序號即對應著解調信息的前3位。這種方案的運算量是匹配濾波器實現(xiàn)方案的1/508，并且不占用延時寄存器單元。另外，為便于數字電路實現(xiàn)，相關峰幅度計算由式(9)近似算法來替代：

SMAG=max{abs(I)，abs(Q)}+

(9)

式中，I、Q分別表示I路、Q路相關器輸出信號。

3.5　DBPSK解調

DBPSK解調采用延遲差分解調方式，輸入基帶差分信號d(k)，I(k)和Q(k)分別表示d(k)的實部和虛部，A(k)和φ(k)分別表示d(k)的幅度和相位，其復數表示如下：

d(k)=I(k)+jQ(k)=A(k)ejφ(k)。

(10)

延遲差分解調輸出信號為：

A(k)A(k-1)ej(φmod(k)+Δφrot(k))，

(11)

式中，Δφmod(k)表示由于調制而引起的相鄰符號間的相差；Δφrot(k)表示由于收發(fā)頻差而引起的相鄰符號間的相差。

對于DBPSK信號，相鄰符號間調制相差Δφmod(k)為0或π，經過頻偏糾正后Δφrot(k)≈0，因此可通過dout的實部進行符號判決獲得解調信息，dout的實部可用其內積表示：

dIout(k)=I(k)I(k-1)+Q(k)Q(k-1)。

(12)

延遲差分解調方式實現(xiàn)原理框圖如圖4所示。

圖4　DBPSK信號解調實現(xiàn)原理

3.6　同步算法

由于收發(fā)時鐘頻率源的異步工作以及頻率的漂移、擴頻序列的啟動時差、電波傳播的時延、多普勒頻偏、多徑效應以及突發(fā)時間的不確定性等因素[7]，會造成擴頻通信系統(tǒng)收發(fā)兩端的不同步。而突發(fā)模式的擴頻通信中，往往為了抗偵收、抗截獲，突發(fā)時隙較短，要求系統(tǒng)快速、準確地建立同步。傳統(tǒng)的鎖相環(huán)路同步方法不能滿足其同步時間要求。本系統(tǒng)采用同步頭方式，設計了一種開銷小、快速同步的算法，其實現(xiàn)原理框圖如圖5所示。下面介紹其詳細算法設計。

圖5　同步算法實現(xiàn)原理

3.6.1到達檢測

突發(fā)通信的信號到達檢測至關重要，決定著AGC能否正常起控以及后續(xù)的同步能否準確建立。同時，由于信號在傳輸過程中不可避免地受到噪聲、干擾和頻偏等影響，導致相關峰幅度衰減、丟失或出現(xiàn)假的相關峰，信號到達檢測算法的設計必須充分考慮降低假同步、漏同步概率。目前熟知的檢測方法有3種[8-9]：滑動相關能量檢測(只適用于正信噪比條件)、序列相關檢測(同步頭開銷大)、相關峰檢測(并行檢測，耗費資源)，本系統(tǒng)綜合考慮后采用相關峰檢測法，算法設計如下：

設計多個連續(xù)的時間窗，每個窗口的時間長度等于一個PN碼周期，如圖6所示(圖中以4個相關峰為例)。同時，在所有大的時間窗內的相同位置處設置小的時間窗，窗口長度大于相關峰寬度(8個時鐘周期)，設為40。在小時間窗內搜索最大值，如果所有時間窗內最大值出現(xiàn)的位置均相同，也就是檢測到多個連續(xù)的相關峰，則判決信號到達。

圖6　相關峰檢測原理

實際通信過程中因多徑、多普勒頻偏、信道噪聲以及干擾等影響，相關峰可能丟失或出現(xiàn)隨機相位抖動。仿真分析發(fā)現(xiàn)，噪聲會導致相關峰隨機衰減，頻偏對每一個相關峰的衰減是一致的，但它是導致相關峰幅度嚴重衰減的因素，同時導致相關峰主瓣和旁瓣的比值大大減小。因此，該算法實現(xiàn)時需將相關峰個數門限適當降低，相關峰發(fā)生一兩個點的漂移時也判決為最大值出現(xiàn)位置相同，以減小漏同步的概率。仿真1 000次，結果顯示信噪比不小于-9 dB、多普勒頻偏不大于25 kHz時該算法無漏檢。

3.6.2偽碼同步、位同步

系統(tǒng)設計一個數據符號轉換點對應一個PN碼周期的轉換點，并且同步段、信息段和數據段所用PN碼長度相同，信號到達檢測的同時也實現(xiàn)了偽碼同步、位同步的粗同步。但由于每一個碼片內有4個采樣點，粗同步時刻可能在相關峰最大值處提前幾個點或相關函數的旁瓣峰值處，偽碼同步、位同步的精確同步算法設計如下：粗同步時刻存儲相關函數值最大的一路所有大時間窗內樣值，然后分別搜索每個時間窗內的最大值時刻，出現(xiàn)峰值最多的時刻即為位同步時刻。

需要說明的是，本系統(tǒng)為短時突發(fā)通信系統(tǒng)，不適合采用復雜符號同步算法對符號時鐘進行精確跟蹤，經過上述同步處理后，符號誤差已在±1/8符號寬度內，對后續(xù)符號判決基本沒影響。

3.6.3幀同步

幀同步的建立決定著信道譯碼的起始，是減少漏幀、錯幀的關鍵算法。系統(tǒng)設計在位同步碼后添加特別的識別器序列“0 0 0 1”作幀同步，識別器序列的選擇要求序列具有小的自相關旁瓣，與同步碼之間具有小的互相關。一旦獲得精確位同步即開始對后續(xù)接收信號進行解調，在連續(xù)的解調序列中檢測到“0 0 0 1”序列時即獲得幀同步。幀同步檢測原理如圖7所示。

圖7　幀同步檢測原理

3.6.4載波同步

載波頻偏差一般來源于發(fā)射機和接收機之間晶振的不匹配和無線移動信道多普勒效應2個方面[10-11]。載波同步包括相偏估計、頻偏估計。對于載波相偏，相關函數I、Q兩路的平方和運算可以消除固定相偏的影響，同時差分解調對固定相偏不敏感，故本系統(tǒng)只設計載波頻偏估計算法。

匹配濾波器的輸出相關函數具有如下特性：

R(t+Ts)=ej2πΔfTsR(t)。

(13)

利用相關函數的周期重復性，采用基于雙滑動窗口的方法進行頻偏估計，原理如圖8所示。

圖8　頻譜估計算法原理

對于雙滑動窗口tA-tB=Ts，t時刻的相關值相位表示為：

2πΔf(t)Ts。

(14)

載波頻偏估計結果：

(15)

雙滑動窗口相關值相位φ(t)的變化范圍為[-π，π)，所以這種頻偏估計方法的頻率估計范圍：

(16)

由于噪聲的影響，式(16)計算得到的載波頻偏估計值總是在頻偏均值附近呈方差分布，為減少頻偏估計抖動，可對一段時間內的頻偏估計結果做統(tǒng)計平均，統(tǒng)計時間越長，估計精度越高，同樣計算量也會增加。仿真結果顯示，信噪比不小于-9 dB、8個PN碼的統(tǒng)計平均結果就能較好地滿足系統(tǒng)性能要求。

3.6.5AGC算法

AGC算法設計的關鍵指標是穩(wěn)定性和響應速度[12]，穩(wěn)定性要求電壓抖動小，不易受脈沖干擾影響，響應速度要求電路在盡量短的時間內將輸入信號放大/衰減到正常范圍，并能跟蹤信號幅度的低頻變化。若采用普通的反饋AGC算法，無法滿足短時突發(fā)系統(tǒng)的響應速度要求，且容易產生“尖峰”和“凹陷”。本系統(tǒng)采用如下AGC方案：若未檢測到信號時，設置固定增益；檢測到信號到達時，則進入AGC起控流程，根據相關杉樹幅度進行AGC控制，每一幀信號進行一次AGC控制，幀內信號的平穩(wěn)性主要由信道分機保證。

相關函數幅度與輸入信號幅度的平方成正比，假定在沒有衰減的情況下全部用于到達檢測的相關值幅度之和為y0，實際接收信號的相關值幅度之和為y，完成到達檢測后，AGC模塊根據下式的運算結果控制衰減器：

(17)

式中，plusn為衰減器上一次衰減分貝值。

AGC算法實現(xiàn)原理框圖如圖9所示。

圖9　AGC實現(xiàn)原理

4　仿真分析

基于前文設計對系統(tǒng)解調性能進行仿真分析，仿真結果如表1所示。其中，信息速率設為最大值200 kbps，多普勒頻偏分別設為10 kHz、31 kHz，到達檢測門限設定為8。

表1不同信噪比條件下的解調性能

信噪比/dB無頻偏10kHz31kHz31kHz[無頻偏糾正]無噪聲0000．25-80000．25-90000．25-10000．00020．2507

理論推導及算法仿真均表明，本系統(tǒng)算法設計可支持低信噪比(-9 dB)、大動態(tài)多普勒頻移(±31 kHz)條件下最高200 kbps信息傳輸速率。若采用預先糾正頻偏和3路并行復用同步檢測方法，可在不增加硬件資源占用的情況下進一步提升系統(tǒng)抗多普勒頻移能力(最大±62 kHz)。

本文設計的相關峰同步檢測算法與傳統(tǒng)的序列監(jiān)測和滑動相關檢測算法相比，占用硬件資源相當，但幀利用效率和同步捕獲時間都大大提升。如采用序列檢測算法或滑動相關算法，仿真表明在-9 dB信噪比要求下，71個PN碼長度才能具備較好的性能，而本文算法僅需16個PN碼，且這2種算法因幀長過長，AGC和頻偏還需額外增加跟蹤校正處理。

5　結束語

碼移鍵控擴頻通信技術具有抗干擾能力強、隱蔽性、保密性和傳輸速率高等諸多優(yōu)點，適合應用于高速無人飛行器視距測控通信，但突發(fā)工作方式下的高傳輸效率、快速同步以及硬件資源消耗矛盾是技術難題。本文詳細描述了系統(tǒng)設計原理、各環(huán)節(jié)參數選擇方法，給出一種利用匹配相關實現(xiàn)解擴解調、快速同步及AGC控制算法，并對算法進行優(yōu)化，

滿足利用較少同步頭即實現(xiàn)快速同步的同時，大大減少了硬件資源占用。通過仿真分析，該算法具有良好的解調性能，滿足系統(tǒng)應用需求。

系統(tǒng)已在AD+FPGA+DA全數字平臺實現(xiàn)，并應用到某測控與信息傳輸系統(tǒng)中，試驗測試表明這是一種可靠的高速擴頻實現(xiàn)方案。

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