衛(wèi)少卿，陳冠軍

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

目前雷達、電子對抗等領(lǐng)域的電子技術(shù)發(fā)展日新月異，而大功率放大器作為電子系統(tǒng)中的關(guān)鍵部件，對其綜合性能的要求也越來越高[1]。在Ka頻段，傳統(tǒng)的行波管功放具有驅(qū)動電壓高、體積大和易老化的缺點[2]，已經(jīng)不能滿足電子系統(tǒng)對功放小型化、高可靠性的要求[3]。

目前采用氮化鎵(GaN)材料的Ka頻段功放芯片已達到10 W的輸出功率[4]，但是由于Ka頻段大功率器件禁運的原因，我國在固態(tài)功放的研制中還是多采用砷化鎵(GaAs)芯片多片合成的方式進行設(shè)計[5]。

由于平面合成方式在Ka頻段損耗較高[6]，該頻段的功率合成通常在波導(dǎo)內(nèi)進行[7]；同時，為了提高參與合成的芯片密度，盡量縮小合成器體積，波導(dǎo)內(nèi)空間功率合成技術(shù)則成為主流技術(shù)途徑[8-9]，本文提出了一種Ka頻段12路波導(dǎo)內(nèi)空間功率分配/合成方案，該方案由H面波導(dǎo)內(nèi)3路功分結(jié)構(gòu)配合2×2鰭線疊層式空間功率分配/合成器組成。利用該12路功率分配/合成網(wǎng)絡(luò)配合GaAs功放MMIC設(shè)計了一種功率放大器[10-11]，該放大器具有結(jié)構(gòu)緊湊、合成效率高的特點。

1 波導(dǎo)內(nèi)H面3路功分器

根據(jù)N路功分器原理[12-13]，N路功分器在N個輸出端口阻抗不相同時，輸入端耦合至各個輸出端口的功率都不相同，通過該基本原理調(diào)節(jié)輸出端口阻抗以及輸入輸出端口間的匹配，即可獲得任意功分比的N路功分器。從N路功分器原理中推導(dǎo)出H面3路功分器電路原理如圖1所示。

圖1 3路功分器原理

N路功分器為了實現(xiàn)N路等功分，必須使得R1=R2=...=Rn=R。同時為了保證輸入阻抗匹配，設(shè)功分器輸入傳輸線阻抗為Rs，為了實現(xiàn)阻抗匹配，必須要求Rs=Zin。這里

(1)

本文中的功分器為波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，矩形波導(dǎo)傳輸線在傳播TE10波時，其特征阻抗為：

(2)

由式(2)可看出，空氣波導(dǎo)的寬邊長度確定之后其特征阻抗為一固定值，并聯(lián)之后并不能實現(xiàn)Rs=Zin，為此必須在每一個支路加入一段阻抗為Rgn的傳輸線參與匹配。

本文H面3路波導(dǎo)功分器采用該拓撲結(jié)構(gòu)的設(shè)計思想進行建模，三維模型如圖2所示。

圖2 H面3路波導(dǎo)功分器模型

該結(jié)構(gòu)采用WR28標準波導(dǎo)輸入，之后將波導(dǎo)寬邊擴展，形成一過模波導(dǎo)腔體，該過模波導(dǎo)腔可等效為一段低阻抗傳輸線。由于波導(dǎo)腔內(nèi)場分布在輸出端口2支路處最強，在兩側(cè)輸出端口處較弱，為了調(diào)節(jié)功分比以及使4個端口匹配，在設(shè)計中減小輸出端口2與過模腔連接部分的波導(dǎo)寬度，并在過模腔內(nèi)增加4個感性方柱。通過優(yōu)化可使得該3路功分器的4個端口的阻抗與標準波導(dǎo)阻抗相匹配，并且3個輸出端口實現(xiàn)等幅輸出。

同時，由于3路功分的傳輸路徑不同，為確保其等相位輸出，還需在輸出2端口增加一段彎折波導(dǎo)，通過增加傳輸路徑實現(xiàn)相位補償，以達到等相位輸出[14-15]，仿真結(jié)果如圖3所示。

圖3 H面3路波導(dǎo)功分器仿真結(jié)果

由圖3可以看出，3路功分器在32.8～36.2 GHz帶內(nèi)有著良好的功分幅度平衡度，3路輸出功率幅度離散小于0.3 dB，且回波損耗S11小于-20 dB。

同時，由于傳輸路徑的不同導(dǎo)致3個功分支路有一定的相位差，在功放需要的33.5～35.5 GHz帶內(nèi)的相位差小于等于9°，該相位差對功率合成的影響并不明顯[16]。

2 2×2鰭線疊層式空間功率分配/合成器

2.1 雙對脊鰭線功分器設(shè)計

傳統(tǒng)的波導(dǎo)—對脊鰭線過渡結(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)電磁波從波導(dǎo)的TE10模傳輸?shù)轿Ь€的準TEM傳輸?shù)霓D(zhuǎn)換，在此基礎(chǔ)上將鰭線變?yōu)殡p對脊形式，并將轉(zhuǎn)換后的微帶線以功分形式輸出即可構(gòu)成雙對脊鰭線功分器。鰭線的基礎(chǔ)過渡線采用余弦平方漸變線的形式[17]，其公式為：

(3)

式中，L為過渡線的總長度；b為WR28波導(dǎo)的窄邊寬度；W為50 Ω微帶線的線寬；z為漸變線的縱向坐標。利用HFSS軟件進行建模，在完成過渡的同時對其進行了2路功分，基片嵌入位置為WR28波導(dǎo)寬邊中心部位，電路基片采用0.254 mm厚的Rogers RT/duroid 5880介質(zhì)基片，2路微帶線輸出端口阻抗為50 Ω。對其進行優(yōu)化后可得到圖4的模型以及圖5的仿真結(jié)果。

圖4 雙對脊鰭線功分電路

圖5 H面3路波導(dǎo)功分器仿真結(jié)果

由圖5的S參數(shù)仿真曲線可看出此結(jié)構(gòu)在30～38 GHz帶內(nèi)的回波損耗小于-15 dB，2路輸出功率幅度不平衡度小于0.1 dB。2路輸出端口的相位相差179.59°，符合理論分析中的180°相位差情況。采用該結(jié)構(gòu)進行功率合成時，合成網(wǎng)絡(luò)是功分網(wǎng)絡(luò)的鏡像應(yīng)用，2個端口同樣相差180°，在背靠背級聯(lián)時就對功分相位差進行了補償，從而完成無相位差的功率合成。

2.2 2×2鰭線疊層結(jié)構(gòu)設(shè)計

2×2鰭線疊層式空間功率分配/合成器包含了2層雙對脊鰭線功分器，將雙對脊鰭線基板鏡像，并以WR28波導(dǎo)寬邊中心位置作為基準面將2個基板對稱放置，即可構(gòu)成2×2鰭線疊層結(jié)構(gòu)的基本形式。在此基礎(chǔ)上對微帶線參數(shù)以及基板位置做統(tǒng)一優(yōu)化即可實現(xiàn)該2×2疊層功分器[18]。為了使功放MMIC能夠接觸到波導(dǎo)底面得到良好的散熱，將輸出帶線設(shè)計為面朝波導(dǎo)內(nèi)部的結(jié)構(gòu)，三維模型如圖6(a)所示，將其進行背靠背仿真以驗證其功率合成效果，模型如圖6(b)所示。對其進行仿真的結(jié)果如圖7所示。

圖6 2×2鰭線疊層結(jié)構(gòu)

圖7 2×2鰭線疊層結(jié)構(gòu)仿真結(jié)果

由仿真結(jié)果可看出，2×2鰭線疊層結(jié)構(gòu)功分器有著良好的輸出功率一致性，且在31.5～37 GHz頻帶內(nèi)的回波損耗低于-20 dB；背靠背結(jié)構(gòu)在31～37 GHz帶內(nèi)回波損耗小于-20 dB，插入損耗小于0.1 dB。

3 功放整體實現(xiàn)

3.1 12路功分/合成器整體仿真

在H面3路波導(dǎo)功分器的每一個波導(dǎo)輸出端口上級聯(lián)一個2×2鰭線疊層功分器即可實現(xiàn)12路功分輸出，并對其進行建模及優(yōu)化仿真。該12路功分器結(jié)構(gòu)如圖8(a)所示，仿真結(jié)果如圖9(a)所示。再取2個同樣的12路功分器進行背靠背連接，并對其進行仿真以考察該設(shè)計的合成效果，模型結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果如圖8(b)所示，仿真結(jié)果如圖9(b)所示。

圖8 12路功分/合成器結(jié)構(gòu)

圖9 12路功分/合成器仿真結(jié)果

由圖9可看出，該功分器結(jié)構(gòu)在33.5～35.5 GHz帶內(nèi)的功率幅度離散小于0.4 dB，具有良好的功分幅度一致性；背靠背仿真結(jié)果顯示該合成結(jié)構(gòu)的S21小于0.4 dB，S11小于-15 dB。由仿真結(jié)果可判斷，該12路功率分配/合成器具有良好的駐波特性以及傳輸特性。

3.2 功放整體實現(xiàn)

該功率放大器需要在33.5～35.5 GHz帶內(nèi)實現(xiàn)40 W以上的功率輸出。選擇Triquint公司的TGA-4517功率放大器芯片作為基礎(chǔ)的功放單元。

根據(jù)脈沖體制的要求及電源設(shè)計[19]，首先將功放的工作條件設(shè)定在工作占空比5%、工作脈寬10 μs、漏極工作電壓VD=6.3 V，柵極工作電壓VG=-0.6 V 。在此條件下測定該芯片在33.5～35.5 GHz的飽和輸出功率最小點出現(xiàn)在33.8 GHz處，為36.5 dBm(約4.5 W)，如圖10所示。

圖10 TGA-4517單片飽和輸出功率測試結(jié)果

采用該芯片配合上面描述的12路功率分配/合成器進行了功放的整體設(shè)計及加工，2×2疊層鰭線模塊實物如圖11(a)所示，功放整體如圖11(b)所示。

圖11 波導(dǎo)內(nèi)空間功率合成功率放大器實物

對該功放進行輸出功率測試，測試結(jié)果如圖12所示。

圖12 12路功率放大器整體輸出功率測試結(jié)果

由圖12可以看出，通過本文設(shè)計出的12路波導(dǎo)內(nèi)空間功率合成放大器在33.5～35.5 GHz 帶內(nèi)最大輸出功率為47.1 dBm，約為51.3 W；帶內(nèi)最小輸出功率出現(xiàn)在35.5 GHz頻率點，此時的輸出功率為46.5 dBm，約為45 W。

配合圖10中測出的單芯片輸出功率可以計算出，該功放在33.5～35.5 GHz帶內(nèi)合成效率最高在33.7 GHz處，為85.3%；合成效率最低在35.5 GHz處，為79.6%。

4 結(jié)束語

本文介紹了一種H面3路波導(dǎo)功率分配/合成器和一種2×2鰭線疊層式空間功率分配/合成器，并在此基礎(chǔ)上構(gòu)建了一種12路空間功率分配/合成器。采用該功率分配/合成器將12片功率約為4.5 W的芯片進行了功率合成，在33.5～35.5 GHz帶內(nèi)實現(xiàn)了大于45 W的總功率輸出，合成效率大于79.6%。提出的非二進制(2n)功率分配/合成網(wǎng)絡(luò)，具有結(jié)構(gòu)緊湊、插入損耗低和輸入輸出端口駐波好等優(yōu)點。

Ka頻段衛(wèi)星通信系統(tǒng)的地面站上行頻率為29～31 GHz，與本文的設(shè)計頻率較為接近，同時二者均采用WR28波導(dǎo)，本文設(shè)計的12路波導(dǎo)功率分配/合成器在參數(shù)稍作調(diào)整的前提下即可應(yīng)用于衛(wèi)通功放，該結(jié)構(gòu)還可應(yīng)用于Ka頻段的多種功率放大器的設(shè)計。

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