王永剛 江 敏 高 明 王 菲 黃逸凡

(中國科學院深圳先進技術(shù)研究院 生物醫(yī)藥與技術(shù)研究所 深圳 518055)

1 引 言

宇宙中，99% 的物質(zhì)以等離子體狀態(tài)存在[1,2]。其中，等離子體由電子、離子和中性粒子組成。據(jù)熱力學平衡程度，可將等離子體分為3 種類型。其中，在恒星的內(nèi)核、受控熱核聚變堆中，電子溫度、離子溫度及中性粒子溫度完全一致，被稱為完全熱平衡等離子體。在巨型閃電及用于切割、焊接的電弧等離子體中，帶電粒子和中性粒子接近熱平衡，稱為局部熱力學平衡等離子體。而在極光、熒光燈中，電子溫度遠高于離子和中性粒子的溫度，稱為非熱力學平衡等離子體，也稱為低溫等離子體。低溫等離子體的高能電子足以使反應物分子激發(fā)、離解和電離，而整個低溫等離子體反應體系可以保持為常溫。在上述 3 種等離子體類型中，低溫等離子體在工業(yè)中的應用最為廣泛[3]，如在材料表面改性[4]、廢水廢氣處理[5]、流動控制[6]和生物醫(yī)學[7]等領(lǐng)域均具有廣闊的應用前景。

低溫等離子體的產(chǎn)生方法很多，但最重要和最普遍的是氣體放電法，如電暈放電、介質(zhì)阻擋放電及大氣壓等離子體射流等[8]。傳統(tǒng)上，采用直流或正弦高壓驅(qū)動等離子體反應器，產(chǎn)生低溫等離子體。有研究[9,10]表明，采用脈沖驅(qū)動時，產(chǎn)生的等離子體更均勻，能量效率更高。因此，研制適合低溫等離子體應用的脈沖高壓發(fā)生器是研究熱點之一。

截至目前，學者已提出多種可用于驅(qū)動低溫等離子體反應器的高壓脈沖電路拓撲[11-20]。其中，一種采用兩個由半導體開關(guān)(絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)或金屬-氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET))串聯(lián)而成的高壓開關(guān)，組成推挽電路[11]。這種拓撲對開關(guān)的同步性要求非常高，還需要復雜的均壓電路。另一種稱為全固態(tài)Marx 發(fā)生器，使用半導體開關(guān)代替?zhèn)鹘y(tǒng) Marx 發(fā)生器的氣體開關(guān)，用二極管或電感代替充電電阻，因而在放電可控性、重復頻率、壽命、效率等方面均有很大的提升[12,13]。然而，由于半導體開關(guān)的耐壓限制，為了輸出高壓脈沖，這兩種拓撲都需要大量的半導體開關(guān)，不僅增加了造價和系統(tǒng)復雜性，還降低了可靠性。

脈沖變壓器被廣泛用于產(chǎn)生高壓脈沖[13-18]。Bortis 等[14]采用 1∶170 的矩陣變壓器，將 1 kV的原邊電壓升高至 170 kV，脈寬為 5 μs，上升時間小于 500 ns，頻率 200 Hz。Zhang 等[15]使用脈沖變壓器，將市電整流后的電壓升高至20 kV，用于驅(qū)動等離子體射流反應器，取得了很好的效果。脈沖變壓器的輸出電壓經(jīng)過磁開關(guān)或傳輸線變壓器壓縮后，可以獲得納秒量級的窄脈沖[18,19]。而靈活的變比使脈沖變壓器原邊電壓在商業(yè)化半導體開關(guān)的工作電壓范圍內(nèi)，避免了開關(guān)的串聯(lián)。

然而，當用半導體開關(guān)驅(qū)動脈沖變壓器時，受漏感的影響，會產(chǎn)生過電壓，不僅增大了損耗，還可能導致開關(guān)過電壓擊穿。常規(guī)過電壓抑制措施是在開關(guān)兩端并聯(lián) RCD 吸收電路，但存在嚴重的損耗。

本文提出一種新的過電壓抑制電路，不僅可以有效抑制開關(guān)兩端的過電壓，還能將電感中的能量回收到儲能電容中。本文首先在第 2 節(jié)分析新過電壓抑制電路的工作原理和參數(shù)設計，然后在第 3 節(jié)給出實驗測試結(jié)果和討論，最后進行總結(jié)和展望。

2 電路工作原理

2.1 高壓脈沖電路的工作原理

高壓脈沖電路主要由直流電源Uin、充電二極管D1、充電電感L1、儲能電容C1、放電開關(guān)S1、升壓變壓器T和負載ZL組成，如圖1所示。它主要有兩種工作模式：

(1)當開關(guān)S1導通時，C1通過S1對Lpri放電，在Lpri兩端施加一個電壓脈沖，于是在變壓器副邊繞組Lsec兩端感應出一個高壓脈沖，輸出到負載ZL。同時，二極管D1導通，直流電源Uin的電壓全部加在充電電感L1上，通過L1的電流線性上升。

(2)當開關(guān)S1斷開時，直流電源Uin通過D1、L1和變壓器的原邊繞組Lpri給C1充電。由于電流逐漸減小，L1兩端的電壓反向，因而C1充滿電時的電壓高于Uin值。變壓器磁芯也在此時得到復位。

2.2 產(chǎn)生過電壓的原因

分析工作原理時，假設各元件都是理想的，然而實際情況要復雜得多。變壓器不可避免地存在漏感Ls、繞線電阻Rs、分布電容Cd及磁化電感Lmeg，如圖2所示。

S1導通時，電流is流過漏感Ls。而在S1關(guān)斷瞬間，is急劇減小，在Ls兩端產(chǎn)生很高的反向電壓勵磁電感Lmeg和分布電容Cd并聯(lián)，其兩端電壓vmeg不會突變；與vmeg及C1兩端的電壓疊加，導致S1兩端的電壓遠高于額定電壓，使S1擊穿損壞。

圖2 考慮變壓器分布參數(shù)時的等效電路圖Fig. 2 Equivalent circuit considering distributed parameters of the pulse transformer

因此，為了使高壓脈沖電路穩(wěn)定工作，必須使用過電壓抑制電路。

2.3 常見的過電壓抑制電路

通常，在開關(guān)S兩端并聯(lián) C 型、RC 型或RCD 型吸收電路來抑制關(guān)斷瞬間的過電壓，如圖3所示[20]。其中，圖3(a)為 C 型吸收電路。開關(guān)S斷開時，電流is將流過電容C，將電感儲存的能量轉(zhuǎn)移到C上。避免在S關(guān)斷時，由于電流突變在S兩端產(chǎn)生很高的尖峰電壓，大大減小了關(guān)斷過電壓。但當S閉合時，充滿電的電容C將通過S放電，增大了S開通時的電流應力。圖3(b)為 RC 型吸收電路。電阻R的接入可以減小S閉合時C的放電電流。但在S斷開時會導致其兩端的電壓升高，降低了對S關(guān)斷瞬間的防護效果。圖3(c)為 RCD 型吸收電路。在S斷開時，電流is通過二極管D對電容C充電；而在S閉合時，電阻R又可以限制C的放電電流。因此，RCD 型吸收電路既有 C 型和 RC 型吸收電路的優(yōu)點，又避免了它們的缺點。

假設開關(guān)S斷開前，電感的電流為I0，回路中總電感為L，則儲存在電感中的能量EL為：

假設S關(guān)斷前儲存在電感中的能量完全轉(zhuǎn)化為電容C中的能量，且電容的電壓因此升高了則有

進而可以求出吸收電容為：

吸收電路是隨著S的導通、關(guān)斷而循環(huán)工作的，因此對于 RC 型和 RCD 型吸收電路，存儲在吸收電容C中的能量必須通過電阻R消耗掉。只要滿足放電時間常數(shù)小于S導通時間tp的 1/4，就可以保證C中絕大部分能量的釋放，不會影響下一次吸收。所以，吸收電阻需要滿足的條件之一是：

然而，吸收電路會引起大電流振蕩。為了抑制振蕩，應增大R，使電路處于過阻尼狀態(tài)，即R需滿足：

通過以上分析可知，圖3所示的吸收電路是一種有損電路。S斷開后，儲存在電感中的能量先轉(zhuǎn)移到吸收電容C中，然后再通過開關(guān)S(C型吸收電路)或電阻R(RC 型和 RCD 型吸收電路)消耗掉。

圖3 常規(guī)吸收電路Fig. 3 Conventional absorbing circuit

此外，高壓脈沖電路輸出的脈沖寬度為微秒量級，開關(guān)S導通的時間非常短，因此電阻R的取值不一定能同時滿足式(4)和(5)。

2.4 新型過電壓抑制電路

本文提出的過電壓抑制電路(如圖4)由二極管D2和開關(guān)S2串聯(lián)而成，開關(guān)時序如圖5所示。該電路主要有 4 種工作模式。

(1)模式 1 [t0,t1]：開關(guān)S1導通，充滿電的儲能電容C1通過S1對變壓器原邊放電，在變壓器副邊繞組感應出高壓脈沖。假設變壓器的變比為 1∶n，則輸出電壓幅值為由于漏感Ls和分布電容Cd的影響，實際輸出電壓會有振蕩。同時，Uin直接加在充電電感L1上，L1的電流線性增大。

(2)模式 2 [t1,t2]：開關(guān)S2也導通。然而，由于S1仍處于開通狀態(tài)，因此S2的集電極-發(fā)射極電壓反偏，沒有電流流過S2。故S2屬于零電流開通。在該模式中，C1仍通過S1對變壓器原邊放電。同時，L1的電流繼續(xù)線性增加。

圖4 提出的過電壓抑制電路原理圖Fig. 4 Schematic diagram of the proposed overvoltage suppression circuit

圖5 開關(guān)時序Fig. 5 Timing sequence

(3)模式 3 [t2,t3]：S1關(guān)斷，S2保持開通。由于分布電容Cd兩端的電壓vmeg不能突變，因此Cd繼續(xù)對勵磁電感Lmeg放電，Lmeg的電流不斷增大，直到vmeg減小到零。隨后，Lmeg反向?qū)d充電，使vmeg反向增大。同時，由于漏感Ls中的電流is不能突變，因此is通過S2、D2流回到直流電源Uin中。根據(jù)基爾霍夫電流定律，勵磁電流imeg除少部分與Cd進行能量交換外，大部分都流回到Uin中，因而儲存在Lmeg中的能量大部分得到回收。S2的導通時間必須足夠長，使is減小到零。在該模式中，充電電感L1中的電流也通過S2和D2續(xù)流。

(4)模式 4 [t3,t4]：S2關(guān)斷。電源Uin通過D1、L1和變壓器原邊給儲能電容C1充電。在充電后期，當C1的電壓高于電源電壓Uin時，充電電感L1的電壓反向，繼續(xù)給C1充電，使C1的電壓高于電源電壓Uin。因而，該電路在充電時具有升壓作用。

3 仿真與實驗結(jié)果

3.1 RCD 型吸收電路仿真

本文首先將圖3(c)所示的 RCD 型吸收電路并聯(lián)在圖2 中S1開關(guān)的兩端，采用 Pspice 仿真，各電路元件的參數(shù)如表1所示。其中，變壓器參數(shù)是通過測量實際變壓器確定的；C根據(jù)公式(3)，并且結(jié)合實際波形計算而得。開關(guān)S1的導通時間為 2 μs，根據(jù)公式(4)，R小于 11.36 Ω；然而，根據(jù)公式(5)，R應當大于 90 Ω，因此同時滿足公式(4)、(5)的R值不存在。增大導通時間tp，可以使R同時滿足公式(4)和(5)，然而變壓器的伏秒積也必須變大，這增大了變壓器的體積。電路振蕩時，會使過電壓更嚴重，為了防止出現(xiàn)振蕩，取R＝100 Ω。負載開路，因此取ZL＝1 MΩ，模擬開路狀態(tài)。

表1 電路仿真參數(shù)Table 1 Parameters of simulated circuit

圖6 RCD 型吸收電路的仿真結(jié)果Fig. 6 Simulation results of the RCD absorbing circuit

圖6 為仿真結(jié)果，波形從上到下依次為開關(guān)S1的驅(qū)動電壓，開關(guān)S1、吸收電容C和儲能電容C1兩端的電壓，漏感電流is和勵磁電流imeg，變壓器次級輸出電壓。由圖6 可知，變壓器的輸出電壓可以到 10 kV 以上。然而在S1導通期間，吸收電容C的電壓并未降到零。在S1關(guān)斷后，S1兩端的電壓上升到 671.65 V，是直流電源電壓 311 V的 2.16 倍。S1關(guān)斷時，漏感Ls和勵磁電感Lmeg中的電流不為零，存儲在其中的能量給吸收電容C充電，導致C和S1兩端的電壓上升。

3.2 新型過電壓抑制電路仿真

接下來，對提出的過電壓抑制電路進行仿真，仿真電路與圖4一致，各電路參數(shù)見表1。仿真結(jié)果如圖7所示，波形由上到下依次為開關(guān)S1、S2的驅(qū)動電壓vg1、vg2；S1、Lmeg和C1兩端的電壓；漏感Ls、勵磁電感Lmeg和流過開關(guān)S2的電流；變壓器次級輸出電壓。

S1先導通 2 μs，在S1導通 1 μs 后，S2導通。在S1導通期間，脈沖電壓施加到變壓器原邊，在變壓器副邊感應出高壓。由于原邊電壓較高，約 550 V，副邊電壓也很高，約 19 kV。在S1導通期間，勵磁電感Lmeg的電流上升。S1關(guān)斷后，Lmeg兩端的電壓仍然為正，因此其電流繼續(xù)增大。同時，大部分勵磁電流通過開關(guān)S2、二極管D2流回電源Uin。隨后，Lmeg兩端的電壓反向，Lmeg的電流逐漸減小到零。由于原邊電壓反向，變壓器副邊的輸出電壓也變?yōu)樨摗Ｗ詈?，電源Uin通過二極管D1、電感L1和變壓器原邊給儲能電容C1充電，C1的電壓逐漸上升。在充電過程中，開關(guān)S1兩端的電壓不斷振蕩，輸出電壓也存在振蕩，通過計算振蕩周期發(fā)現(xiàn)，該振蕩主要由分布電容Cd和勵磁電感Lmeg引起。但該振蕩不會引起過電壓，也不會造成額外的開關(guān)損耗。

圖7(b)中帶“▽”的紫線表示儲能電容C1的電壓變化?？梢园l(fā)現(xiàn)，當漏感和勵磁電感中的能量回收到電源Uin中時，儲能電容C1的電壓逐漸下降。當電流is降為零時，C1的電壓僅剩65 V 左右。而C1在S1導通放電期間，減小的電壓僅為 40 V。因此，在能量回收過程中，C1的電壓減小了 445 V 左右(充滿電時，電壓為550 V)。相當于每次放電時，能量都在電源Uin和儲能電容C1之間流動一次，可能造成額外線路的損耗。此外，與 RCD 電路相比，采用該過電壓抑制電路時，所需的充電時間較長，限制了輸出脈沖的頻率。

3.3 RCD 型吸收電路的實驗結(jié)果

為了驗證理論分析與仿真結(jié)果，本文依據(jù)圖1 搭建了高壓脈沖發(fā)生電路，并采用圖3(c)所示的 RCD 型吸收電路抑制過電壓。其中，直流電源Uin由 220 V 電網(wǎng)電源經(jīng)過調(diào)壓器、整流橋和濾波電容后提供。由圖6 可知，開關(guān)S1兩端的峰值電壓達 671.65 V；由圖7 可知，S1的最大電流約 50 A。因此采用型號為 IKW40T120 的IGBT，其耐壓為 1 200 V，直流電流為 40 A，最大脈沖電流達 105 A，遠大于 50 A。二極管D、D1選用 DSEI30-12A；其余元件參數(shù)見表1。

變壓器副邊開路時，IGBT 兩端的電壓如圖8(a)所示。由于充電電感L1的升壓作用，C1的電壓高于Uin(311 V)，達到 352 V。IGBT 斷開后，其兩端的電壓迅速升高至 766.25 V。由于所采用的 IGBT 耐壓為 1 200 V，因此不會出現(xiàn)過壓擊穿。但吸收電容C中的能量完全損耗在電阻R中。

圖8 RCD 型吸收電路的實驗結(jié)果Fig. 8 Experiment result of RCD absorbing circuit

圖8(b)為變壓器的空載輸出電壓，其峰值達到 11.40 kV，滿足設計要求。在脈沖頂部，存在強烈的高頻振蕩，這是由變壓器的漏感Ls和分布電容Cd引起的。開關(guān)S1導通期間，勵磁電感Lmeg中的電流逐漸上升；S1斷開后，Lmeg中的電流不為零，儲存著磁能。因而，Lmeg會與分布電容Cd、吸收電容C振蕩，導致變壓器輸出負電壓。

3.4 新型過電壓抑制電路的實驗結(jié)果

采用圖4所示的過電壓抑制電路，開關(guān)斷開后，不會出現(xiàn)過電壓，如圖9(a)所示。圖9(b)為變壓器空載輸出電壓。對比圖7 和圖9 可知，仿真波形與實際波形較為接近，表明仿真所用的電路模型較為準確。仿真中，開關(guān)S1兩端的電壓為 570 V，輸出電壓達 19 kV。實際測試時，考慮到變壓器絕緣，開關(guān)S1兩端的電壓僅升高至352 V，輸出電壓為 11.5 kV。該電源的工作頻率可以達 2 kHz。

另外，利用這種過電壓抑制電路，產(chǎn)生脈沖高壓并用于驅(qū)動懸浮介質(zhì)阻擋放電負載，研制了一臺等離子體治療儀，如圖10(a)所示。當白色的介質(zhì)靠近接地電極、人或動物皮膚時，會放電產(chǎn)生等離子體，可用于殺滅傷口上的細菌，促進傷口愈合，如圖10(b)所示。

圖9 提出的過電壓抑制電路實驗結(jié)果Fig. 9 Experimental results of the proposed overvoltage suppression circuit

圖10 等離子體治療儀及小鼠傷口愈合實驗圖Fig. 10 Plasma therapeutic apparatus and the experimental paragraph of treating skin wounds in rats

4 與國內(nèi)外相似研究對比分析

基于懸浮電極介質(zhì)阻擋放電，德國科學家研制了一款名為 PlasmaDerm 的等離子體治療儀[21,22]。PlasmaDerm 已經(jīng)被用于臨床試驗，研究表明其在促進慢性傷口愈合方面具有良好的療效。本文采用半導體開關(guān)驅(qū)動脈沖變壓器，產(chǎn)生高壓脈沖，驅(qū)動懸浮電極介質(zhì)阻擋放電反應器，產(chǎn)生等離子體，并進行了初步的動物實驗。在此過程中，本文提出了一種新的過電壓抑制電路，使高壓產(chǎn)生電路工作更加穩(wěn)定可靠。然而，與PlasmaDerm 相比，本文研制的等離子體治療儀體積較大，反應器及其最佳工作參數(shù)尚未進行優(yōu)化，這也是未來研究中亟需解決的問題。

5 結(jié) 論

當用半導體開關(guān)驅(qū)動脈沖變壓器產(chǎn)生高壓脈沖時，由于電感的作用，會產(chǎn)生過電壓，導致開關(guān)擊穿。因為開關(guān)導通時間短，傳統(tǒng) RCD 吸收電路不能有效抑制過電壓，還會將電感中的能量全部消耗在吸收電阻中。

本文提出一種新型的過電壓抑制電路，首先給出了該電路的工作原理，然后對該電路進行仿真與實驗，并與 RCD 型吸收電路相比較。結(jié)果表明，該電路不僅能有效抑制過電壓，還可以使電感電流回流到直流電源中，使電感中的能量得到回收。然而，該電路也會導致能量在儲能電容和直流電源間反復流動，可能造成額外的線路損耗。另外，由于所需充電時間較長，會限制輸出脈沖的頻率。

最后，采用該電路，本文研制了一臺高壓脈沖發(fā)生器，可以產(chǎn)生幅值為 11 kV、頻率為 2 kHz、脈寬為 2 μs 的脈沖，并用于驅(qū)動懸浮電極介質(zhì)阻擋放電負載，能夠穩(wěn)定產(chǎn)生低溫等離子體。