王浩，姚宇，郭凱

（同濟(jì)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，上海 201804）

0 引言

幾個(gè)世紀(jì)以來，全球工業(yè)化進(jìn)程不斷加快，工業(yè)化在使世界變得更好的同時(shí)，也帶來了一系列的問題?；茉吹拇罅渴褂?，導(dǎo)致了嚴(yán)重的環(huán)境污染和能源浪費(fèi)，因此，國內(nèi)外學(xué)者一直都在積極探尋如何更加高效地利用能源[1-2]。

作為電能變換中的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，功率變換器直接影響了系統(tǒng)的運(yùn)行穩(wěn)定性及效率，在能源系統(tǒng)中扮演了重要的角色。為了進(jìn)一步提升效率和減小功率變換器的體積，高頻化、高功率密度等逐步成為功率變換器的發(fā)展趨勢(shì)[3-4]。然而，對(duì)于傳統(tǒng)硬開關(guān)變換器，高頻化也會(huì)帶來損耗的提升以及更加嚴(yán)重的電磁干擾等問題，制約了功率密度和效率的進(jìn)一步提升。

為了進(jìn)一步提升功率密度和效率，諧振變換器的應(yīng)用越來越廣泛。目前諧振軟開關(guān)變換器的研究主要面向LLC變換器和DCX變換器。諧振變換器雖有較好的軟開關(guān)特性，但調(diào)節(jié)能力較差，且通常需要采用改變開關(guān)頻率的方式來調(diào)節(jié)輸出電壓。開關(guān)頻率的變化也帶來了一系列問題，主要是增大了磁元件的設(shè)計(jì)難度，限制了變換器效率的提升[5]。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

DCX變換器為不可調(diào)節(jié)變換器，它有著良好的軟開關(guān)特性，但其輸入輸出關(guān)系與占空比、負(fù)載及諧振參數(shù)無關(guān)，調(diào)節(jié)能力存在一定的局限性，通常將其諧振頻率設(shè)計(jì)在開關(guān)頻率附近以達(dá)到最高的效率，在需要有較寬調(diào)節(jié)范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，常使用兩級(jí)式結(jié)構(gòu)[6]。文獻(xiàn)[7]提出了一種新穎的具有準(zhǔn)零電壓和零電流開關(guān)（QZVZCS）的電流饋電型諧振變換器，它可以在分布式電源架構(gòu)中作為高頻低壓總線轉(zhuǎn)換器。文獻(xiàn)[8]對(duì)文獻(xiàn)[7]所提電路加以改進(jìn)，引入了副邊鉗位二極管，以降低DCX電路主開關(guān)管的電壓應(yīng)力。在此基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[9]提出了一種正反激式定頻PWM單向諧振變換器，用兩個(gè)相同的正反激諧振單元輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)而成，上下完全對(duì)稱，通過調(diào)節(jié)上下兩路的占空比即可調(diào)節(jié)輸出。除此之外，文獻(xiàn)[10-11]的方法也值得借鑒，文獻(xiàn)[10]所提變換器利用諧振電路與普通正激電路的交替作用，使諧振電路工作于最優(yōu)化狀態(tài)，通過調(diào)節(jié)正激電路的占空比來調(diào)節(jié)輸出，獲得一定的調(diào)節(jié)范圍，但正激部分需增加復(fù)位環(huán)節(jié)。文獻(xiàn)[11]有效利用了諧振電感，對(duì)諧振電感部分增加了二次繞組、開關(guān)管和整流二極管，構(gòu)成反激輔助電路，拓寬了原電路的調(diào)節(jié)范圍，但該電路使用開關(guān)管和二極管個(gè)數(shù)較多，增加了控制的復(fù)雜度。通過以上思考并基于文獻(xiàn)[8]所提電路，本文提出了一種混合式定頻正激諧振變換器，通過引入反激繞組及開關(guān)管，控制反激部分的占空比，可在開關(guān)頻率不變的情況下，獲得較寬的調(diào)節(jié)范圍。

文獻(xiàn)[8]所提的DCX變換器拓?fù)淙鐖D1所示：其中L為輸入電感，Lr為諧振電感，常用漏感來代替，Q為主開關(guān)管，T為正反激變壓器，Cr為諧振電容，Lm為勵(lì)磁電感，SR為同步整流開關(guān)管，D1為反激繞組副邊鉗位二極管，C1為二極管寄生電容，C2和Cds分別為同步整流開關(guān)管和主開關(guān)管的寄生電容。為了解決電流饋電型正激諧振變換器的電壓應(yīng)力問題，主開關(guān)管兩端的電壓應(yīng)該被鉗位且不影響整體電路的零電壓零電流導(dǎo)通的特性，因此，該DCX變換器應(yīng)用額外的復(fù)位繞組來鉗位變壓器和主開關(guān)管兩端的電壓，故該變換器的變壓器采用了三繞組形式，副邊引入復(fù)位繞組，既完成了勵(lì)磁電流的復(fù)位，又可以鉗位變壓器及主開關(guān)管的電壓。同時(shí)，為提高變換器效率，副邊繞組采用了同步整流技術(shù)[12]。

圖1 DCX變換器Fig.1 DCX converter

本文提出的混合式定頻正激諧振變換器拓?fù)淙鐖D2所示，該變換器通過正激諧振部分與反激部分的共同作用，在開關(guān)頻率不變的情況下，僅需改變反激部分的占空比，即可實(shí)現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)。

圖2 本文所提變換器Fig.2 Proposed converter

2 工作原理分析

圖3 所提變換器的主要波形Fig.3 Main waveforms of the proposed converter

如圖3所示為所提變換器的理論波形，由上至下依次是開關(guān)管Q1～Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)、諧振電感電流、反激部分原邊電流、正激諧振副邊電流和諧振電容兩端電壓，其中虛線是勵(lì)磁電流。從圖中可以很清楚的看出，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，該變換器經(jīng)歷了4個(gè)模態(tài)，各個(gè)階段的模態(tài)圖如圖4所示。為了簡化電路，方便后續(xù)分析，針對(duì)穩(wěn)態(tài)工作的情況，做出如下假設(shè)：① 開關(guān)管、二極管為理想器件，無寄生參數(shù)影響，忽略其導(dǎo)通壓降；② L，Co足夠大，可將輸入看作電流源且維持輸出電壓恒定；③ 正反激變壓器T1為帶漏感的變壓器模型，漏感在此處同時(shí)充當(dāng)諧振電感，且漏感遠(yuǎn)小于勵(lì)磁電感。

圖4 各開關(guān)模態(tài)等效電路Fig.4 Equivalent circuit of operating modes

各個(gè)模態(tài)的主要工作過程如下：

模態(tài)1[t0～t1]：t0時(shí)刻之前，正激諧振部分處于去磁階段，由正反激變壓器T1的反激繞組對(duì)該部分完成復(fù)位，且開關(guān)管Q1的輸出電容和勵(lì)磁電感LM諧振可以減小Q1的漏源極電壓，而反激電感中的能量通過副邊整流二極管D3給負(fù)載提供能量。t0時(shí)刻，開關(guān)管Q1和Q2同時(shí)導(dǎo)通，由于Q1的輸出電容和LM的諧振作用，Q1近似為零電壓開通，Lr和Cr和T1構(gòu)成諧振回路，正反激變壓器T1的副邊整流二極管D1開通，諧振部分向副邊傳遞能量，同時(shí)，LM上的勵(lì)磁電流也不斷增加；Q2開通后，反激變壓器原邊電感開始儲(chǔ)能，根據(jù)反激不同的工作模式，反激電流iQ2上升，圖3為反激斷續(xù)模式下的電流波形，連續(xù)模式時(shí)反激電流存在初始值，反激變壓器副邊整流二極管D3關(guān)斷。

模態(tài)2[t1～t2]：t1時(shí)刻，反激開關(guān)管Q2關(guān)斷，反激變壓器原邊儲(chǔ)能停止，其電壓被鉗位至-Vo*N4/N5，則Q2的vds為Vo*N4/N5+vCr，反激能量轉(zhuǎn)移到副邊，反激副邊二極管D3開通，反激部分開始為負(fù)載提供能量；與此同時(shí)，正激諧振部分的狀態(tài)保持不變，仍然像模態(tài)1一樣向副邊傳遞能量，諧振電流呈正弦變化，勵(lì)磁電流不斷增加。

模態(tài)3[t2～t3]：經(jīng)過以上分析可知，諧振電流呈正弦變化，勵(lì)磁電流不斷增加，在t2時(shí)刻，諧振電流與勵(lì)磁電流大小相等，則諧振自然停止，正反激變壓器副邊整流二極管D1零電流關(guān)斷，從t2～t3，勵(lì)磁電流仍然不斷增加，t3時(shí)刻，開關(guān)管Q1可近似認(rèn)為零電流關(guān)斷，原邊勵(lì)磁電流轉(zhuǎn)移到副邊繞組；同時(shí)，反激部分仍然處于向副邊傳遞能量的階段。

模態(tài) 4[t3～t4]：t3時(shí)刻，開關(guān)管 Q1關(guān)斷，復(fù)位二極管D2導(dǎo)通，副邊繞組開始復(fù)位，正反激變壓器原邊電壓被鉗位在-Vo*N1/N3，Q1的vds為Vo*N1/N3+vCr，反激部分仍為負(fù)載提供能量；t4時(shí)刻，正激諧振部分復(fù)位完成，而反激部分則有可能為斷續(xù)模式或連續(xù)模式，開始下一個(gè)周期。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

3.1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證上述理論分析的正確性，本文根據(jù)所提變換器搭建了42～54 V輸入，48 V/1.8 A輸出的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，具體參數(shù)見表1。

表1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)設(shè)計(jì)參數(shù)Table 1 Parameters of the prototype

考慮到本次實(shí)驗(yàn)電路滿載約86 W，且PQ系列磁芯損耗小，抗干擾能力強(qiáng)，適合用作主變壓器，故采用PQ2620繞制正反激變壓器T1，輸入電感L和反激變壓器T2均采用EE22繞制，諧振電感Lr由正反激變壓器T1的漏感充當(dāng)，這樣在提高效率的同時(shí)也減少了電路的磁性元件數(shù)量。根據(jù)實(shí)際電壓電流應(yīng)力并考慮一定余量，Q1和Q2均采用FDD2572（150 V，29 A，54 mΩ）。二極管D1、D2、D3使用 STPS10H170C（170 V，10 A，DPAK）。驅(qū)動(dòng)部分使用驅(qū)動(dòng)芯片UCC27524。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

不同電壓輸入情況下，本次實(shí)驗(yàn)截取的波形如圖5所示。從上到下依次為開關(guān)管Q1、Q2的驅(qū)動(dòng)波形vGS1和vGS2，正激諧振電流波形iLr，反激電流波形iQ2。從圖中可以看出，變換器一直保持260 kHz的恒定開關(guān)頻率工作，且54 V輸入時(shí)變換器整體的效率最高，這是因?yàn)樵鲆孑^低時(shí)大部分能量通過正激諧振部分傳遞，反激部分僅傳遞少部分能量，而正激諧振部分的效率高于反激部分，此時(shí)反激部分基本處于斷續(xù)模式。隨著輸入電壓的不斷降低，即變壓器增益不斷增加，則反激部分所占比例不斷增加，反激占空比逐漸增加，可明顯看出48 V輸入時(shí)，反激部分已由斷續(xù)模式轉(zhuǎn)換為連續(xù)模式，且正激諧振部分傳遞能量減少，故此時(shí)效率有所降低；當(dāng)42 V輸入時(shí)，反激部分連續(xù)模式不斷增強(qiáng)，傳遞的能量更多，相對(duì)而言正激諧振部分幾乎已經(jīng)停止諧振，僅剩勵(lì)磁電流，能量幾乎均由反激部分傳遞，故42 V輸入時(shí)變換器整體效率最低，接近于普通反激電路。整體而言，實(shí)驗(yàn)所得波形與理論分析所得較為接近，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖5 不同輸入電壓下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Waveforms at different input voltages

為了進(jìn)一步驗(yàn)證上述變換器的性能優(yōu)勢(shì)，本文搭建了文獻(xiàn)[8]提出的DCX變換器作為參考樣機(jī)，采用調(diào)頻控制，為了增加調(diào)頻控制的調(diào)節(jié)范圍，使其與實(shí)驗(yàn)樣機(jī)具有相同的輸入電壓范圍，適當(dāng)減小了正反激變壓器的勵(lì)磁電感[13]，增大諧振電感，并同時(shí)減小了諧振電容，其他器件和滿載功率與實(shí)驗(yàn)樣機(jī)相同，參考電路具體實(shí)驗(yàn)參數(shù)見表2。

表2 參考樣機(jī)設(shè)計(jì)參數(shù)Table 2 Parameters of the reference prototype

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)和參考樣機(jī)所得效率曲線如圖6所示。分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，54 V輸入時(shí)，新拓?fù)渲C振部分傳遞大部分能量，此時(shí)效率最高；參考電路此時(shí)開關(guān)頻率的范圍是460～700 kHz，開關(guān)損耗占總損耗的比重較大，隨著負(fù)載加重，開關(guān)頻率下降，由0.6 A時(shí)的700 kHz降低到1.8 A時(shí)的460 kHz，開關(guān)損耗降低，故參考電路效率曲線隨著負(fù)載加重效率上升。48 V輸入時(shí)，新拓?fù)渲C振部分傳遞能量比例下降，效率降低；參考電路此時(shí)開關(guān)頻率范圍是340～600 kHz，開關(guān)損耗下降，因此相率較54 V時(shí)有所提升。42 V輸入時(shí)，新拓?fù)渲蟹醇げ糠謧鬟f大部分能量，故效率繼續(xù)下降；參考電路開關(guān)頻率持續(xù)下降，范圍是180～300 kHz，且變壓器匝比6:7使該狀態(tài)下參考電路更接近于完全諧振的工作狀態(tài)，故而此時(shí)新拓?fù)湫什蝗鐓⒖茧娐??？傮w而言，諧振拓?fù)湔{(diào)頻增加了頻率變化范圍，提升了電路磁元件設(shè)計(jì)的難度，參考樣機(jī)大多數(shù)情況下效率低于新拓?fù)洌粸樵龃笾C振拓?fù)涞恼{(diào)節(jié)范圍，需增加新的磁性元件充當(dāng)諧振電感Lr，這也降低了諧振拓?fù)涞墓β拭芏?，且參考樣機(jī)效率波動(dòng)較大。由此可見，本文提出的混合式定頻諧振正激變換器在較寬的輸入范圍變化情況下，整體上具有較高效率，且控制簡單，磁元件設(shè)計(jì)方便，更適合應(yīng)用于二次電源場(chǎng)合。

圖6 不同輸入電壓下的實(shí)驗(yàn)效率Fig.6 Efficiencies at different input voltages

4 結(jié)論

本文針對(duì)小功率通信電源的應(yīng)用場(chǎng)合，優(yōu)化了DCX變換器，提出了一種具有寬范圍輸入的混合式定頻正激諧振變換器。該變換器通過正激諧振部分與反激部分輸入并聯(lián)，拓寬了DCX變換器的調(diào)節(jié)范圍，也增加了諧振變換器的應(yīng)用場(chǎng)合。同時(shí)，結(jié)合實(shí)踐搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)與參考樣機(jī)，證明了理論分析的正確性，為小功率應(yīng)用場(chǎng)合提供了一種可行的方案。