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(貴州大學(xué) 電氣工程學(xué)院，貴州 貴陽(yáng) 550025)

0 引言

模塊化多電平換流器(MMC)是電壓源型換流器的一種優(yōu)良拓?fù)?，MMC-HVDC除了具備傳統(tǒng)的直流輸電系統(tǒng)的一系列優(yōu)點(diǎn)外，還具備開關(guān)損耗小、輸出波形質(zhì)量高、系統(tǒng)損耗低、不平衡運(yùn)行能力強(qiáng)、故障保護(hù)和恢復(fù)能力好、易于擴(kuò)展、冗余易配置等優(yōu)點(diǎn)[1-3]。另外，MMC由于裝置占地少且制造成本小可以建立無(wú)人值守站，對(duì)環(huán)境影響小，故更加節(jié)能環(huán)保?；谝陨蟽?yōu)點(diǎn)MMC-HVDC在可再生能源的發(fā)電并網(wǎng)、孤島和城市供電以及交流系統(tǒng)間的互聯(lián)等應(yīng)用領(lǐng)域，具有廣闊的發(fā)展前景[4-6]。

從目前國(guó)內(nèi)外研究來看，人們對(duì)MMC-HVDC的研究重點(diǎn)放在換流器的調(diào)制策略，橋臂環(huán)流抑制，模塊電容穩(wěn)壓控制等方面，并且一般情況下假設(shè)直流側(cè)子模塊電壓已達(dá)到額定值，而對(duì)單站和雙站換流器啟動(dòng)預(yù)充電控制策略研究較少[7-8]。文獻(xiàn)[9]提出了雙閉環(huán)預(yù)充電控制結(jié)構(gòu)，該控制能較好的控制充電電流，且由于其控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單可適用不同系統(tǒng)容量等級(jí)的輸電系統(tǒng)。文獻(xiàn)[10]中提出了利用低壓電源且適用于不同的子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)預(yù)充電的方案，該方案無(wú)需限流電阻但是采用逐一子模塊預(yù)充電方案，并不適用于MMC-HVDC系統(tǒng)中。文獻(xiàn)[11]中適用將傳統(tǒng)輸電系統(tǒng)與MMC-HVDC相結(jié)合，提出了混合子模塊系統(tǒng)的預(yù)充電策略。文獻(xiàn)[12]中提出了針對(duì)橋臂混合子模塊的預(yù)充電策略，另外詳細(xì)分析了混合子模塊中不同子模塊使用比例對(duì)預(yù)充電過程的影響。

MMC啟動(dòng)是直流輸電系統(tǒng)正常運(yùn)行前必須經(jīng)歷的環(huán)節(jié)[13]。國(guó)內(nèi)外研究者皆通過設(shè)計(jì)合適的控制方案和解鎖策略使得輸電系統(tǒng)的公共直流母線電壓迅速提高到正常模式時(shí)的額定電壓，同時(shí)又盡量防止過電流和過電壓沖擊，此外由于橋臂混合子模塊換流站具有直流故障穿越的優(yōu)勢(shì)，因此混合子模塊換流站預(yù)充電啟動(dòng)是目前研究的熱點(diǎn)。本文在分析了預(yù)充電限流電阻的選取原則后，對(duì)現(xiàn)有換流站他勵(lì)和自勵(lì)預(yù)充電方案以及應(yīng)用于交流和直流側(cè)預(yù)充電控制策略進(jìn)行了較為系統(tǒng)的分類和總結(jié)，為相關(guān)從業(yè)者提供參考。

1 MMC-HVDC運(yùn)行原理

MMC-HVDC簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。其中us1、us2、is1和is2為交流系統(tǒng)的電壓和電流，R1和R2為限流電阻，Sk1和Sk2為限流電阻旁路開關(guān)，z1和z2為交流線路等效阻抗，Sd為直流側(cè)斷路器，z0為直流側(cè)等效電阻和電感。MMC1和MMC2分別是本地和遠(yuǎn)方換流站。

圖1 MMC-HVDC系統(tǒng)簡(jiǎn)圖

2 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及數(shù)學(xué)模型

2.1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示，o點(diǎn)表示零電位參考點(diǎn)，一個(gè)換流器有6個(gè)橋臂，其中任一橋臂由電感L和N個(gè)子模塊串聯(lián)組成，每相由上、下橋臂組合而成且橋臂電氣參數(shù)均相同。橋臂串聯(lián)電感可以減緩當(dāng)發(fā)生故障時(shí)橋臂故障電流上升速度，同時(shí)可以抑制由于每個(gè)橋臂電壓瞬時(shí)值不同引起的相間環(huán)流[14]。MMC采用全控器件控制通斷，因此既可工作在整流狀態(tài)又可工作在逆變狀態(tài)[15]。

圖2 MMC拓?fù)鋱D

子模塊作為MMC的基本單元，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可分為半橋型(HBSM)、全橋型(FBSM)和雙箝位型(CDSM)三種結(jié)構(gòu)，分別對(duì)應(yīng)圖3中(a)、(b)、(c)，其中HBSM在實(shí)際的直流輸電工程中應(yīng)用最為廣 泛，HBSM由一個(gè)電容C和兩個(gè)IGBT(T1和T2)組成，系統(tǒng)運(yùn)行時(shí)控制子模塊中T1和T2的開通與關(guān)斷將其狀態(tài)分為投入、切除、閉鎖，使得子模塊輸出電壓在零和電容電壓之間轉(zhuǎn)換，通過將不同子模塊的輸出量進(jìn)行疊加便是理想的系統(tǒng)輸出波形。MMC-HVDC中直流側(cè)母線電壓需子模塊電容電壓來維持，改變橋臂子模塊數(shù)量即可實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)電壓等級(jí)和容量的改變[14]。

圖3 子模塊拓?fù)?/p>

2.2 MMC數(shù)學(xué)模型

換流器的等值電路圖如圖4。MMC任一相單元的輸出都是對(duì)子模塊輸出電壓進(jìn)行代數(shù)疊加得到的，故任一橋臂都可使用等效直流電壓源進(jìn)行代替，R為橋臂電抗器L的等效電阻。電流，電壓選定方向已在圖4中標(biāo)出。

圖4 MMC等值電路圖

因此，對(duì)任一相單元由Kirchhoff laws可得

(1)

(1)式為MMC換流器數(shù)學(xué)模型方程，設(shè)

(2)

稱e為*相的虛擬電勢(shì)。

由(1)式可知通過控制虛擬電勢(shì)e來控制交流側(cè)的電壓，電流和橋臂輸出電壓，從而可以將傳統(tǒng)換流器中的雙閉環(huán)控制方案引入到MMC的控制過程中[16]。

3 MMC-HVDC系統(tǒng)啟動(dòng)控制過程

MMC穩(wěn)態(tài)運(yùn)行中的直接電流控制環(huán)節(jié)能否正常的建立取決于在MMC啟動(dòng)時(shí)直流側(cè)電容電壓的初值大小，直流側(cè)電容電壓達(dá)到額定值是直接電流控制的基礎(chǔ)，因此在MMC進(jìn)入正常運(yùn)行之前，對(duì)直流側(cè)電容使用合適的充電方法和控制策略進(jìn)行充電使其具有一定的電壓初值顯得尤為重要，這也是采用電容均壓控制和橋臂環(huán)流抑制環(huán)節(jié)的前提和基礎(chǔ)。此外，通常在MMC啟動(dòng)之初，子模塊電容電壓幾乎為零，電路相當(dāng)處于短路狀態(tài)，故在預(yù)充電開始瞬間必定伴隨著過電流情況，嚴(yán)重時(shí)會(huì)破壞換流裝置和功率開關(guān)器件，因此在系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)應(yīng)對(duì)直流側(cè)預(yù)充電策略進(jìn)行設(shè)計(jì)并加入相應(yīng)的限流裝置。

3.1 子模塊預(yù)充電

如圖5中(a)、(b)、(c)分別對(duì)應(yīng)著HBSM、FBSM和CDSM預(yù)充電電路。目前對(duì)MMC-HVDC啟動(dòng)控制研究中絕大多數(shù)是以HBSM為基礎(chǔ)展開的，對(duì)于FBSM和CDSM研究甚少且相比于HBSM而言FBSM和CDSM控制更加靈活并且具有切除直流側(cè)短路故障的能力，因此研究前景十分廣闊。HBSM充電回路中當(dāng)電流方向?yàn)檎龝r(shí)，電容將被充電，當(dāng)電流方向?yàn)樨?fù)時(shí)子模塊電容被旁路，而相對(duì)于FBSM，橋臂電流為正和為負(fù)時(shí)，電容均處于充電狀態(tài)，因此FBSM充電效率要高于HBSM。

圖5 子模塊預(yù)充電拓?fù)?/p>

CDSM的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，每個(gè)子模塊中有兩個(gè)儲(chǔ)能元件，在橋臂電流方向不同時(shí)，子模塊中投入的儲(chǔ)能元件的串并聯(lián)關(guān)系不盡相同，在a、b相充電回路中，其等效充電回路如圖5(d)所示。其中Zeq=2(L0+L)+2(R0+R)。

3.2 限流電阻的選擇

以HBSM為例進(jìn)行分析，MMC處于不控充電狀態(tài)下等值電路如圖6所示。在預(yù)充電開始時(shí)，在電路中串入限流電阻以控制充電電流，一般情況下限流電阻安裝有2種位置選擇：(1)安裝在聯(lián)接變壓器的網(wǎng)側(cè);(2)安裝在聯(lián)接變壓器的閥側(cè)。不同在于，當(dāng)交流系統(tǒng)同時(shí)與多端系統(tǒng)相連，在(1)處安裝電阻會(huì)對(duì)其他端系統(tǒng)產(chǎn)生影響。除此之外，若限流電阻的阻值選擇過大，雖然其限流作用十分明顯但是會(huì)使直流側(cè)電壓上升緩慢，若阻值選擇過小，則起不到限流的作用，由于MMC-HVDC系統(tǒng)的非線性，難以計(jì)算出具體的解析表達(dá)式來表示限流電阻的大小[17]。文獻(xiàn)[17]中通過對(duì)不可控充電過程橋臂電流的分析，提出改進(jìn)后的限流電阻的表達(dá)式，對(duì)啟動(dòng)電流限制作用明顯。文獻(xiàn)[18]中通過軟件仿真，不斷修正后得出限流電阻的大小。文獻(xiàn)[19]中利用拉普拉斯變換給出了VSC-HVDC啟動(dòng)電阻的通用計(jì)算方法。文獻(xiàn)[20]中提出了多端系統(tǒng)在無(wú)源黑啟動(dòng)時(shí)的限流電阻的近似的計(jì)算方法，但該計(jì)算方法僅適用于無(wú)源端預(yù)充電啟動(dòng)過程。文獻(xiàn)[21]和文獻(xiàn)[22]給出了限流電阻的選取原則，限流效果明顯。一般情況下，對(duì)于限流電阻阻值的選擇可以通過將不可控充電電路進(jìn)行零狀態(tài)等效后采用式(3)～式(5)的計(jì)算得到。

圖6 預(yù)充電等值電路

(3)

(4)

式(3)和式(4)中X為

(5)

式中Ist——充電時(shí)最大電流幅值;

Um——交流系統(tǒng)相電壓幅值;

R0——線路等效電阻;

R——限流電阻;

ω——交流側(cè)系統(tǒng)角頻率。

限流電阻阻值的選擇需考慮換流變壓器參數(shù)，功率開關(guān)管過流能力，限流幅值等因數(shù)后確定。

3.3 預(yù)充電策略

MMC常見的啟動(dòng)方式分為他勵(lì)啟動(dòng)和自勵(lì)啟動(dòng)。文獻(xiàn)[24-27]中提出他勵(lì)的方式逐個(gè)向子模塊電容電壓充電，輔助電源可以高于子模塊額定電壓的方式進(jìn)行充電以提高充電效率。他勵(lì)啟動(dòng)需要額外的直流輔助電源，采用逐一充電的方案，這種充電方案瞬態(tài)處理能量等級(jí)低，控制過程簡(jiǎn)單，但是由于子模塊內(nèi)部自身電壓損耗，最先充電的子模塊電壓隨著時(shí)間的推移緩慢下降，預(yù)充電完成時(shí)，各個(gè)模塊電容存在壓差，另外需使用系統(tǒng)外的充電電源，增加系統(tǒng)成本，因此該方案更適用于在低壓領(lǐng)域或子模塊數(shù)較少的實(shí)驗(yàn)室條件中，顯然在MMC-HVDC系統(tǒng)中這種方法既不經(jīng)濟(jì)也不實(shí)用[23]。

自勵(lì)啟動(dòng)即通過交流系統(tǒng)對(duì)換流器直流側(cè)子模塊充電。如圖7是交流系統(tǒng)為本地?fù)Q流站和遠(yuǎn)方換流站的充電簡(jiǎn)圖。從時(shí)間尺度上看，MMC自勵(lì)啟動(dòng)預(yù)充電分為兩個(gè)階段：不可控充電階段和可控充電階段；在MMC啟動(dòng)時(shí)，子模塊電壓值不足以為IGBT觸發(fā)提供能量，故此時(shí)的IGBT無(wú)法實(shí)現(xiàn)通斷控制且子模塊處于閉鎖狀態(tài)，因此交流系統(tǒng)只能通過與IGBT反并聯(lián)的二極管為直流側(cè)電容充電，類似于整流電路。此階段稱為不可控充電階段[29]。

圖7 預(yù)充電簡(jiǎn)圖

對(duì)于HBSM模塊而言，在a，b相充電回路中，設(shè)不可控充電結(jié)束后直流側(cè)電容電壓為Uc，則有

(6)

(7)

在不考慮冗余的情況下子模塊額定電壓為

(8)

設(shè)電容電壓不控充電率η為

(9)

(10)

將(10)代入(11)得

(11)

即不可控充電階段充電率可以達(dá)到71%～74%。

在FBSM充電回路中，不論橋臂電流的正負(fù)均會(huì)對(duì)電容充電，因此在不可控充電結(jié)束后FBSM的充電率僅為HBSM的0.5倍。

在CDSM充電回路中，Ceq為橋臂等效電容，當(dāng)ism為正時(shí)

(12)

當(dāng)ism為負(fù)時(shí)

(13)

在不可控階段充電結(jié)束后子模塊電容電壓Uc為

(14)

故CDSM不可控階段充電率為HBSM的0.75倍。

對(duì)于遠(yuǎn)方換流站，相當(dāng)于有源側(cè)在不可控充電階段為本地和遠(yuǎn)方換流器同時(shí)充電，而遠(yuǎn)方換流站處于閉鎖狀態(tài)，且每相投入充電的子模塊數(shù)為本地?fù)Q流站的兩倍，故在不可控充電結(jié)束后，遠(yuǎn)方換流站的子模塊電壓為本地?fù)Q流站子模塊電壓的一半[29]。因此，在解鎖遠(yuǎn)方換流站時(shí)，產(chǎn)生的電流電壓沖擊會(huì)比本地?fù)Q流站解鎖時(shí)更大。

從空間維度上看，MMC自勵(lì)啟動(dòng)預(yù)充電分為兩種：交流側(cè)預(yù)充電和直流側(cè)預(yù)充電。其中第一種是MMC-HVDC中換流站利用交流電網(wǎng)對(duì)本地MMC任一橋臂中的子模塊電容進(jìn)行充電；第二種是只利用有源換流站向本地和遠(yuǎn)方的換流站電容進(jìn)行充電。前者對(duì)各站的通信要求較低，獨(dú)立性較強(qiáng)，而后者在無(wú)源網(wǎng)絡(luò)供電，黑啟動(dòng)等場(chǎng)合是必須的。文獻(xiàn)[7]和文獻(xiàn)[13]中針對(duì)在自勵(lì)充電中不可控整流階段結(jié)束后，為避免解鎖換流站產(chǎn)生較大的浪涌電流，采用換流站解鎖后子模塊數(shù)遞減的方案進(jìn)行可控充電直至直流側(cè)電壓到達(dá)額定值。文獻(xiàn)[8]中系統(tǒng)的研究了MMC有源站和無(wú)源站的啟動(dòng)方案，考慮到換流站解鎖瞬間存在電流沖擊，提出了由直流電壓瞬時(shí)值代替額定電壓值的改進(jìn)的最近電平逼近控制方式，以減少解鎖時(shí)刻的電磁沖擊。文獻(xiàn)[14]中將換流器自勵(lì)充電方案應(yīng)用于光伏并網(wǎng)中，較詳細(xì)的介紹了光伏并網(wǎng)啟動(dòng)過程，但在系統(tǒng)本地?fù)Q流站和遠(yuǎn)地?fù)Q流站解鎖瞬間仍存在較大浪涌電流的沖擊，文中并沒有提出解決方案。文獻(xiàn)[30]中將CDSM預(yù)充電電路進(jìn)行等效，提出了三種適合于雙箝位型MMC預(yù)充電策略，充電效果很好。文獻(xiàn)[17]在分析了不可控充電階段可能存在3橋臂均處于充電狀態(tài)情況，在考慮冗余子模塊的情況下采用了模塊電壓協(xié)同直流電壓的控制方案用以解決換流站解鎖時(shí)因直流電壓和電容電壓不能達(dá)到額定值而產(chǎn)生的難以相互匹配的問題。文獻(xiàn)[18]分別討論雙端有源直流輸電系統(tǒng)和一端無(wú)源系統(tǒng)充電控制策略，但是由于采用逐一模塊充電的思想，因此在實(shí)際的輸電工程中并不適用。文獻(xiàn)[22]中提出了根據(jù)系統(tǒng)短路比選擇輸電系統(tǒng)啟動(dòng)方式的方案，明確了實(shí)際工程中換流站啟動(dòng)方式的選取原則。文獻(xiàn)[31]中以兩端系統(tǒng)為例，系統(tǒng)的介紹了應(yīng)用于換流站黑啟動(dòng)的控制策略。文獻(xiàn)[32]和文獻(xiàn)[33]中提出了改進(jìn)后的自勵(lì)充電方式，但其中仍然采用逐個(gè)充電的方法，充電效率無(wú)法保證。文獻(xiàn)[34]中采用同步充電的思想并根據(jù)不同的場(chǎng)合提出兩種不同的充電方案，但是文中沒有考慮到將該充電方案應(yīng)用于整個(gè)MMC-HVDC中并且在其充電方案中需使用軟件限幅模塊增加了控制系統(tǒng)的復(fù)雜性。文獻(xiàn)[29]中以四端MMC換流站為例，指出為避免當(dāng)出現(xiàn)多于一個(gè)無(wú)源站時(shí)，直流電壓和子模塊電壓會(huì)出現(xiàn)振蕩的情況，提出了不同換流站順序解鎖方案和改進(jìn)后的最近電平逼近的控制方案，另外使用無(wú)源站閉環(huán)能量平衡控制方案，解決了多端系統(tǒng)啟動(dòng)控制問題。文獻(xiàn)[23,35]中在自勵(lì)充電的方案下提出了動(dòng)態(tài)子模塊電壓額定值整定、同相橋臂和不同相橋臂子模塊電壓均衡控制算法，優(yōu)點(diǎn)是在保證電容電壓的充電效率的同時(shí)又能確保盡量減少過壓過流對(duì)功率器件的沖擊，但是這種充電策略只是針對(duì)有源系統(tǒng)提出的，文中并沒有提及無(wú)源系統(tǒng)的充電策略。文獻(xiàn)[36]中針對(duì)閥側(cè)接地與不接地兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有源不可控充電過程進(jìn)行分析，然后為避免換流器解鎖后的電流沖擊采用了調(diào)制波預(yù)跟蹤和主動(dòng)充電方案，但是文中并沒有提及此種策略對(duì)其他換流站的影響。文獻(xiàn)[37]提出了將子模塊充電過程分為閉鎖和半閉鎖兩個(gè)階段，但是在子模塊半閉鎖充電過程中，控制過程較為復(fù)雜。

4 MMC-HVDC啟動(dòng)控制過程

4.1 雙端有源MMC-HVDC啟動(dòng)控制策略

斷開直流側(cè)斷路器開關(guān)，與有源網(wǎng)絡(luò)連接的換流站進(jìn)入不可控預(yù)充電階段并投入限流電阻，當(dāng)充電電流趨于零時(shí)，閉合限流電阻旁路開關(guān)，切除限流電阻，換流站不可控充電階段結(jié)束。此時(shí)子模塊電壓尚未達(dá)到額定值，需解鎖換流站，分別采用定無(wú)功功率和定直流電壓控制策略并設(shè)定無(wú)功功率控制指令值為零，以減少電流沖擊。解鎖后直流母線電壓未達(dá)到額定值，若此時(shí)電壓外環(huán)參考值直接給定為額定值會(huì)引起系統(tǒng)較大沖擊，因此電壓外環(huán)結(jié)構(gòu)中可引入直流電壓斜坡控制和改進(jìn)后的基于電容電壓排序策略。當(dāng)兩端換流站直流母線電壓均達(dá)到額定電壓后，閉合直流線路斷路器，將兩端直流線路相互連接。在兩端換流站連接之前，應(yīng)分別檢測(cè)直流側(cè)電壓，確定兩端的電壓差足夠小，避免對(duì)系統(tǒng)造成沖擊。當(dāng)直流側(cè)斷路器接通后，兩端的換流器有功類和無(wú)功類控制指令開始緩慢回升，直至額定值，系統(tǒng)進(jìn)入正常的工作模式中。

4.2 向無(wú)源系統(tǒng)供電換流站啟動(dòng)控制策略

無(wú)源系統(tǒng)啟動(dòng)控制策略同樣適用于電網(wǎng)黑啟動(dòng)。在啟動(dòng)有源側(cè)的換流站時(shí)閉合直流側(cè)斷路器向無(wú)源側(cè)的換流站充電，并投入限流電阻。當(dāng)充電電流趨于零時(shí)，不可控充電階段結(jié)束，此時(shí)遠(yuǎn)地?fù)Q流站子模塊電壓是本地?fù)Q流站子模塊電壓的一半，解鎖無(wú)源側(cè)換流站，進(jìn)入可控充電階段。由于在無(wú)源站解鎖瞬間，相投入子模塊數(shù)量下降，使得直流電壓產(chǎn)生較大跌落，會(huì)產(chǎn)生沖擊電流，因此限流電阻仍串入電路中，有源側(cè)換流站啟動(dòng)按照上節(jié)介紹的步驟啟動(dòng)，當(dāng)直流側(cè)電壓基本穩(wěn)定后，閉合限流電阻的旁路開關(guān)，切除限流電阻。之后兩端換流器無(wú)功類和有功類控制指令緩慢回升，直至額定值，無(wú)源側(cè)接入負(fù)載。啟動(dòng)過程結(jié)束，MMC-HVDC系統(tǒng)進(jìn)入正常工作模式。

5 總結(jié)與展望

隨著MMC-HVDC應(yīng)用的日益廣泛，其容量日益擴(kuò)大，換流站子模塊的規(guī)模將日益龐大，因此外加輔助直流電源的啟動(dòng)方案已不適用于實(shí)際的MMC-HVDC中；通過交流系統(tǒng)為本地和遠(yuǎn)地的換流站提供啟動(dòng)能量將是未來研究的重點(diǎn)，如何通過適當(dāng)?shù)目刂品桨附⑵鹬绷鱾?cè)電壓以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)快速平穩(wěn)的啟動(dòng)是研究的核心內(nèi)容。其中啟動(dòng)過程中本地和遠(yuǎn)地?fù)Q流器解鎖后的控制策略是研究工作的難點(diǎn)，同時(shí)由于MMC-HVDC相比于傳統(tǒng)輸電系統(tǒng)的一系列優(yōu)點(diǎn)，光伏電網(wǎng)，風(fēng)電網(wǎng)并網(wǎng)啟動(dòng)以及多端電網(wǎng)的啟動(dòng)控制研究是未來研究的趨勢(shì)。另外，MMC-HVDC的啟動(dòng)控制過程與系統(tǒng)正常運(yùn)行的控制過程不盡相同，因此將啟動(dòng)控制與正常模式下的控制方案進(jìn)行更優(yōu)的協(xié)調(diào)，還待進(jìn)一步研究。