閆冠宇，楊智清，郭小磊，程 明

(北華大學 電氣與信息工程學院，吉林 吉林 132021)

為滿足中子發(fā)生器石油測井的需求，開發(fā)小體積、高效率、穩(wěn)定性高的中子管離子源直流高壓電源勢在必行.石油井下是小型發(fā)電機，電池供電對電路效率體積要求比較高，傳統(tǒng)PWM硬開關存在著開通關斷交叉損耗，寄生電感、電容的存在，會導致高頻驅動方波在功率管開通時產生大的浪涌電流，關斷時產生很高的尖峰電壓，增加開關損耗，限制開關頻率的提高，因而難于實現(xiàn)小型化、高效率[1,2].為使推挽變換器實現(xiàn)零電壓開通，零電流關斷，采用諧振變換技術，引入一種推挽串聯(lián)諧振倍壓變換器拓撲結構[3-5].倍壓整流電路能夠很大程度上減小變壓器升壓倍數(shù)和體積，故該電路不失為一種理想的拓撲形式.

1 整體工作原理

串聯(lián)諧振推挽式3 kV中子管直流高壓電源諧振變換電路原理如圖1所示.推挽高頻變壓器副邊通過6倍壓整流實現(xiàn)3 kV輸出.

VD1，VD2是開關管體二極管，CS1，CS2是MOSFET漏源極寄生電容和外并電容之和，并且CS1=CS2，C1=C2=C3=C4=C5，Lr是變壓器次級漏感，Cr是C-W倍壓整流電路的第一級倍壓電容，RL為實際負載.

圖1 諧振變換電路原理圖

2 變換器特性研究

Steigerwald提出了一種適用于任何一種諧振變換器的分析方法[6-9].用電壓電流的傅立葉級數(shù)的基波分量代替逆變器的輸入方波，簡稱一次諧波近似(First Harnonic Approximation-FHA).用交流 分析法定量分析該拓撲的穩(wěn)態(tài)運行狀態(tài)，為了便于分析假設：功率管為理想開關管，所有無源器件均為線性元器件.

開關管Q1和Q2交替導通，變壓器初級輸入直流電壓是幅值為Ui的方波，一個周期內原邊電壓基波分量：

(1)

ws=2πfs，fs為電路開關頻率，Ui為初級輸入電壓，由(1)式的近似，可得到初級輸入電流ip(t)也是正

(2)

Ip為電流的有效值.直流電壓源的輸入電流Ii,dc可以看作一個周期內ip(t)流經Q1開關管的平均值.

(3)

Ts為電路的周期，一個周期內變壓器次級諧振電路的輸入電壓，是經過變壓器倍壓之后幅值為Us的方波，其基波分量可表示為：

(4)

N為匝數(shù)比，經過LC諧振變換器之后，諧振網絡輸出電壓即倍壓整流電路的輸入電壓UR是幅值為Uo/6的方波，其基波分量為：

(5)

倍壓整流電路輸入電流即諧振網絡的輸出電流的基波分量：

(6)

Id為諧振網絡輸出電流基波分量的有效值，φ為輸入阻抗角，為了便于分析諧振網絡輸出特性把倍壓整流電路等效為整流電路，升壓倍數(shù)為6.UR和Id電壓和電流同相位，倍壓整流網絡相對于諧振網絡可以等效為一個電阻：

(7)

Uo為輸出電壓，Id中的高頻成分經過濾波電容之后，流經負載RL的電流Io只有直流分量，根據(jù)功率相等原則可得Io：

(8)

式中，Po為輸出電阻為RL時的功率.將(15)式代入(14)式可得等效電阻Re：

(9)

變壓器副邊傳遞能量有兩種情況，Q2導通時，變壓器次級給諧振電容充電，Q1導通時，變壓器次級和諧振電容串聯(lián)給倍壓電容充電，由基爾霍夫電壓定律可知，諧振腔Cr兩端電壓大小相同極性相同[10,11].功率管輪流導通時，電路模型是等效的，等效的FHA電路模型如圖2所示.

圖2 FHA等效電路模型

把次級諧振網絡映射到初級，其等效電路如圖3所示.

圖3 諧振等效電路

等效之后，由正弦輸入激勵和一個等效負載組成，用交流電路分析方法來分析此二端口網絡模型.用其傳遞函數(shù)G(s)和輸入阻抗來表示：

(10)

Re為等效電阻，Lr為變壓器次級漏感，Cr為倍壓電容歸一化后直流電壓增益：

(11)

fs/fr圖4 變換器增益特性曲形

從圖4中可以看到，對于不同的Q值曲線都會經過獨立負載點，實際針對不同Q值仿真發(fā)現(xiàn)，隨著Q值增大頻率調節(jié)范圍變窄，同時也可得到電壓增益隨著阻抗的增大而減小.實際工程中，需要根據(jù)具體情況選擇Q值.

3 電路參數(shù)選擇原則

輸入電壓范圍越寬，則工作頻率也會相應變得更寬，因此，很難對電路進行優(yōu)化設計，綜合考慮，以效率為優(yōu)化目標進行參數(shù)設計.電源效率和很多因數(shù)有關，這里利用歸一化方法推導出諧振變換器拓撲的效率曲線[12].對電路中的物理量采用歸一化值表示：

(12)

選取不同的f值可得出效率和電壓增益的曲線如圖5所示，為電路的參數(shù)選擇提供重要依據(jù).

M圖5 效率和電壓增益曲線

實際設計電路時，可以根據(jù)效率和電壓增益關系圖選擇最大效率工作點.

(13)

(14)

(15)

(16)

利用Lr和Cr等式以及圖5效率和電壓增益關系圖選擇元器件參數(shù)大小.

4 電路設計與參數(shù)選擇

5 仿真與實驗結果

利用仿真軟件saber去驗證參數(shù)設計的合理性.取CS1=CS2=25nF，Cr=12nF，Lr=135uH.仿真原理圖為圖1，Q1和Q2零電壓導通波形一致，這里給出Q1的導通波形，仿真結果如圖6所示，零電流關斷如圖7所示，零電壓導通如圖8所示.

t/s圖6 3 KV輸出電壓仿真波形

t/s圖7 Q1和Q2零電流關斷

t/s圖8 Q1和Q2零電壓導通

根據(jù)原理搭建一臺實驗樣機，上下管結構對稱，波形一致滿載時給出上功率管端電壓和驅動電壓波形如圖9所示，變壓器次級諧振電流波形用諧振電容電壓波形代替如圖10所示次級電壓下降到近零后功率管關斷，實測效率達到91%.

t/(2.5us/格)圖9 Q1零電壓開通

t/(2.5us/格)圖10 次級諧振電容電壓波形

6 結 論

基于串聯(lián)推挽諧振變換器設計出6倍壓整流3 kV輸出的中子管離子源直流高壓電源，研究分析其諧振變換器特性.其中諧振變換器的直流電壓增益曲形和效率曲線對變換器諧振參數(shù)設計具有參考價值，同時利用C-W倍壓電路，減少變壓器升壓倍數(shù)，有利于減小中子管離子源電源的體積和重量，方便井下及便攜應用.