王 震，秦會(huì)斌，王 恒

（杭州電子科技大學(xué) 新型電子器件與應(yīng)用研究所，浙江 杭州 310018）

0 引 言

隨著電力電子裝置的廣泛運(yùn)用，一些設(shè)備由于工作在非線性狀態(tài)會(huì)產(chǎn)生大量的諧波，而這些諧波電流進(jìn)入電力系統(tǒng)時(shí)會(huì)污染電網(wǎng)。為了滿足國際電工委員會(huì)（IEC）IEC61000-4-2標(biāo)準(zhǔn)提出的諧波標(biāo)準(zhǔn)電流限制，在開關(guān)電源的應(yīng)用中應(yīng)盡量提高其功率因數(shù)，減少電網(wǎng)上的諧波污染[1]。

近年來，電動(dòng)汽車和備用儲(chǔ)能電池站不斷發(fā)展，交流電源供電設(shè)備所需的功率也在不斷提高，單級(jí)Boost PFC已經(jīng)不能滿足要求。本設(shè)計(jì)采用多級(jí)并聯(lián)CCM模式的升壓PFC轉(zhuǎn)換器，具有以下特點(diǎn)：低輸入電流紋波；高輸入功率因數(shù)；有效減小EMI噪聲。由于采用的是六級(jí)電路交錯(cuò)并聯(lián)，在同等功率下相較單級(jí)Boost PFC，每路上承擔(dān)的電流應(yīng)力變小，減小了磁性元件的體積，增加了其系統(tǒng)的功率密度，極大地提高了設(shè)備功率[2]。

1 交錯(cuò)并聯(lián)PFC工作原理

1.1 升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

六級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路拓?fù)?，如圖1所示。

圖1 六級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路拓?fù)?/p>

從圖1可知，該電路由六級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC并聯(lián)而成。一塊UCC28070芯片集成了兩級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)，通過輪流控制A、B、C三塊UCC28070芯片，達(dá)到交替導(dǎo)通六級(jí)交錯(cuò)電路。這種方法將5 kW的功率輸出相同等份地分?jǐn)傇诿恳宦?，使得每路上的承受電流?yīng)力減小。在A芯片的導(dǎo)通周期內(nèi)，它控制的兩個(gè)并聯(lián)升壓PFC電路，控制Q1和Q2的MOS管驅(qū)動(dòng)信號(hào)具有180°的相移，因此工作在交錯(cuò)狀態(tài)[2-3]。

1.2 工作狀態(tài)分析

六級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)升壓PFC電路中，單路的工作原理與單級(jí)升壓PFC電路區(qū)別不大，本質(zhì)是將一個(gè)工作周期的工作量平分給六個(gè)電路[2-4]。為了便于分析理解，以下只分析前1/3周期內(nèi)A芯片的工作狀態(tài)，而B、C芯片工作原理與其等同，唯一區(qū)別是工作時(shí)間分別延遲1/3周期。同樣地，假設(shè)所有的元件都是理想的。

此設(shè)計(jì)中，兩級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)型Boost PFC的工作占空比D＜0.5，工作狀態(tài)波形如圖2所示。其中，Q1、Q2分別代表開關(guān)管Q1、Q2的驅(qū)動(dòng)波形，Δi1、Δi2分別表示電感L1、L2的電流波形，Δi表示輸入電流紋波。

圖2 當(dāng)D＜0.5時(shí)，兩級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)型Boost PFC的波形圖

該電路有三個(gè)工作狀態(tài)，如圖3所示，分為四個(gè)階段。

圖3 兩級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC工作狀態(tài)圖

階段1（t0～t1）：開關(guān)管Q1導(dǎo)通，Q2關(guān)斷；二極管D1關(guān)斷，D2導(dǎo)通；電感L1電流線性增加，能量?jī)?chǔ)存在電感中，電感L2電流下降，進(jìn)行放電。

階段2（t1～t2）：開關(guān)管Q1、Q2都關(guān)斷；二極管D1、D2導(dǎo)通；電感L1、L2電感電流下降，進(jìn)行放電。

階段3（t2～t3）：開關(guān)管Q1關(guān)斷，Q2導(dǎo)通；二極管D1導(dǎo)通，D2關(guān)斷；電感L1放電，電流下降，電感L2電流線性增加，能量?jī)?chǔ)存在電感中。

階段4（t3～t4）：與階段2相同。正常工作過程中，不斷重復(fù)這四個(gè)階段。

1.3 拓?fù)淇刂圃O(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)5 kW功率因數(shù)校正，采用恒定65 kHz開關(guān)頻率，電路應(yīng)用在180～265 V電壓范圍內(nèi)，輸出電壓為400 V，采用DSP F28335芯片產(chǎn)生同步信號(hào)控制3塊UCC28070芯片工作狀態(tài)。

1.3.1 升壓電感設(shè)計(jì)

電感電流紋波比K(D)為：

其中Δi是總的輸入電流紋波，ΔiL是每一級(jí)上的電感電流紋波。六級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)Boost拓?fù)潆娐芳y波比值的一般函數(shù)表達(dá)式為：

由圖4可知，在占空比0.3～0.5時(shí)，電流紋波比K(D)＜0.2。雖然此電流紋波比小于單級(jí)Boost PFC，但是相較三級(jí)交錯(cuò)紋波電流比優(yōu)勢(shì)并不明顯。

實(shí)際應(yīng)用中，輸入電壓會(huì)在VINMIN到VINMAX之間變化。對(duì)于升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸入電壓最低點(diǎn)為“最惡劣”電壓，即峰值電流達(dá)到最大值時(shí)的電壓。根據(jù)式（6），可求最大占空比為：

圖4 六級(jí)交錯(cuò)紋波電流比K(D)波形圖

進(jìn)而通過式（5）求出K(D)max，然后通過式（7）計(jì)算每一級(jí)電路的最大紋波電流：

其中Iin_pk為輸入電流峰值。于是，每個(gè)電感的電感值為：

其中fsw是系統(tǒng)的開關(guān)頻率，由此求得最“惡劣”情況下系統(tǒng)的電感值。

1.3.2 輸出電容設(shè)計(jì)

輸出電容的值必須足夠大，以此提供所需的保持時(shí)間。UCC28070數(shù)據(jù)手冊(cè)中[4]給出的輸出電容經(jīng)驗(yàn)算法為，每瓦輸出功率約為0.6 μF。這表明在5 kW時(shí)，電容約為3 000 μF，而實(shí)際取值會(huì)相對(duì)取大一些。

1.3.3 同步信號(hào)處理

為了確保在GDA和GDB引腳輸出精確的180°相移，RDM引腳上的脈沖頻率fSYNC必須是fPWM的2倍。本設(shè)計(jì)中采用65 kHz的開關(guān)頻率，則fSYNC應(yīng)為130 kHz。

為了確保內(nèi)部振蕩器不會(huì)干擾SYNC功能，振蕩器頻率編程引腳的定時(shí)電阻RRT的取值設(shè)置，必須使內(nèi)部振蕩器頻率至少低于fSYNC的10%，即：

當(dāng)使用外部信號(hào)同步時(shí)，在UCC28070內(nèi)部定時(shí)電路和SYNC信號(hào)的下降沿之間，存在50～100 ns的傳播延遲，可能導(dǎo)致在最高開關(guān)頻率下的關(guān)斷時(shí)間減少。因此，最大PWM占空比編程引腳的最大占空比電阻RDMX應(yīng)稍微向下調(diào)整，按照(tSYNC-0.1)/tSYNC進(jìn)行補(bǔ)償。

對(duì)于六級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)電路，每個(gè)控制器接收到相位相差120°的SYNC信號(hào)，以此獲得最佳紋波消除。在多級(jí)交錯(cuò)系統(tǒng)中，每個(gè)電流回路獨(dú)立且分別處理，只有一個(gè)公共電壓回路。計(jì)算負(fù)載阻抗時(shí)必須調(diào)整為1/6，以保持與單個(gè)控制器相同的性能。

1.3.4 F28335產(chǎn)生同步信號(hào)

F28335具有增強(qiáng)型脈寬調(diào)制系統(tǒng)（ePWM），而每個(gè)ePWM模塊都是一個(gè)獨(dú)立的小模塊。每一組ePWM模塊包含7個(gè)模塊：時(shí)基模塊TB、計(jì)數(shù)比較模塊CC、動(dòng)作模塊AQ、死區(qū)產(chǎn)生模塊DB、PWM斬波模塊PC、錯(cuò)誤聯(lián)防模塊TZ和時(shí)間觸發(fā)模塊ET。利用F28335調(diào)制產(chǎn)生的同步信號(hào)波形，如圖5所示。

圖5 外部時(shí)鐘同步信號(hào)波形圖

其中，t0～t6為一個(gè)周期T，t1～t2、t3～t4和t5～t6為死區(qū)時(shí)間。SYNC1、SYNC2、SYNC3分別為A、B、C三塊UC28070芯片提供外部時(shí)鐘同步信號(hào)。

2 實(shí) 驗(yàn)

設(shè)計(jì)了一個(gè)5 kW的六級(jí)交錯(cuò)Boost PFC電路實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，目的在于觀察六級(jí)交錯(cuò)電路的穩(wěn)定性和測(cè)試相關(guān)性能。該實(shí)驗(yàn)中利用Chroma 66202型號(hào)的數(shù)字功率計(jì)進(jìn)行測(cè)量。因?yàn)镃hroma 66202設(shè)備的最大電流限制，所以測(cè)量時(shí)最大功率只加到了3 100 W左右，測(cè)得的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如表1所示。

表1 Chroma A62003測(cè)得參數(shù)

隨著功率的提升，功率因數(shù)的變化如圖6所示?？芍摌訖C(jī)隨著功率的提升，PF值不斷增加，最終穩(wěn)定在0.99以上。

圖6 不同功率下的PF值的趨勢(shì)圖

圖7 為3 800 W左右時(shí)的輸入電流電壓波形圖，信號(hào)1是輸入電壓，信號(hào)2是輸入電流。從圖7可以看出，電流和電壓之間的相位基本相等，達(dá)到了設(shè)計(jì)的要求。

3 結(jié) 論

設(shè)計(jì)的交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路的電感電流的上升下降是六級(jí)交錯(cuò)的，由于輸入電流的頻率是每一級(jí)電路的6倍，有效減少了輸入EMI濾波器的尺寸，提高了功率密度。在同等功率的情況下，多級(jí)交錯(cuò)對(duì)于開關(guān)管的應(yīng)力要求更低，相較兩級(jí)交錯(cuò)電路在5 kW功率下設(shè)計(jì)的磁性元件選型，優(yōu)勢(shì)明顯。此設(shè)計(jì)過程中尚存在不足，樣機(jī)中PCB的布局、熱管理、EMI等方面仍可改進(jìn)與提高。此外，該設(shè)計(jì)測(cè)試了提高電路級(jí)數(shù)的可行性，理論上還可以加大其使用功率。采用六級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)的方案，與三級(jí)交錯(cuò)電路相比，元器件的使用量增加了一倍，得到的電流紋波比K(D)值小于0.1，與三級(jí)交錯(cuò)電路相差不大?？梢?，本文通過多塊芯片的組合提高交錯(cuò)并聯(lián)級(jí)數(shù)，利用現(xiàn)有已成熟的技術(shù)，提高了應(yīng)用功率。

圖7 3 800 W左右時(shí)輸入電流電壓波形圖