(中國(guó)空空導(dǎo)彈研究院，河南 洛陽(yáng) 471009)

0 引言

軟件無(wú)線電技術(shù)在無(wú)線通信領(lǐng)域中具有很強(qiáng)的靈活性和開(kāi)放性，其采用標(biāo)準(zhǔn)化，模塊化的結(jié)構(gòu)，主要由天線、射頻前端、高速A/D轉(zhuǎn)換器、數(shù)字處理器及軟件組成，可以很容易實(shí)現(xiàn)擴(kuò)展和升級(jí)。因此，在電子戰(zhàn)和雷達(dá)系統(tǒng)中也廣泛使用，數(shù)字化接收機(jī)比傳統(tǒng)接收機(jī)具有很大的優(yōu)勢(shì)，是未來(lái)雷達(dá)接收機(jī)的重點(diǎn)發(fā)展方向[1]。

數(shù)字化接收機(jī)將中頻或射頻回波信號(hào)進(jìn)行A/D采樣，大大減少了模擬電路的溫度漂移、增益變化或直流電平漂移，可保留更多的信息；其回波信號(hào)的正交鑒相所得到的正交特性也是模擬接收機(jī)所無(wú)法比擬的，特別在多通道應(yīng)用中，采用數(shù)字化后，通道間的一致性得到保證[2-3]。并且在利用巴克碼調(diào)制的二相編碼波形后，可以使用脈沖壓縮技術(shù)提高目標(biāo)的距離分辨率。

本文設(shè)計(jì)了一種4通道高速數(shù)字處理機(jī)，使用4通道250MHz的高速ADC和Kintex-7 FPGA 芯片XC7K325T作為主體，對(duì)回波進(jìn)行采樣、數(shù)字下變頻、脈沖壓縮、IQ正交和濾波，將得到多普勒信號(hào)通過(guò)USB接口傳送到上位機(jī)，通過(guò)數(shù)字仿真和實(shí)測(cè)，驗(yàn)證了數(shù)字處理機(jī)的良好性能。

1 數(shù)字處理機(jī)電路設(shè)計(jì)

電路設(shè)計(jì)是建立完整的硬件平臺(tái)，具備高速多通道采樣、數(shù)字處理及算法實(shí)現(xiàn)、電源分配、控制信號(hào)和數(shù)據(jù)通信接口等功能。其系統(tǒng)如圖1所示。

圖1 數(shù)字處理機(jī)工作框圖

數(shù)字處理機(jī)采用高速ADC對(duì)回波信號(hào)數(shù)字化，高速時(shí)鐘分成二路給ADC和FPGA，以保持同步。在數(shù)據(jù)通信中使用RS-422和LVDS方式進(jìn)行傳輸，提高數(shù)據(jù)抗干擾能力。選用的ADC是TI公司的4通道ADS4449，分辨率14位，采樣率高達(dá)250 MSPS，使用DDR LVDS并行輸出。選用的XC7K325T具有HP IO功能，在1.8 V電源下兼容LVDS接口。

1.1 ADC電路設(shè)計(jì)

在ADC電路設(shè)計(jì)中，其前端接收電路設(shè)計(jì)至關(guān)重要，影響信號(hào)的SNR、幅度、線性度等，在本設(shè)計(jì)中，采用無(wú)源變壓器實(shí)現(xiàn)單轉(zhuǎn)差分設(shè)計(jì)，前級(jí)電路的工作帶寬中心設(shè)置為90 MHz，設(shè)計(jì)的接收帶寬如圖2所示。

圖2 輸入工作帶寬

ADS4449 是一款高線性、四通道、14位、250 MSPS模數(shù)轉(zhuǎn)換器。此器件針對(duì)低功耗和高無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍而設(shè)計(jì)，具有低噪聲性能以及在寬輸入頻率范圍內(nèi)出色的SFDR。ADC通過(guò)SPI方式進(jìn)行設(shè)置，可選多種工作模式。

影響ADC的另一個(gè)重要指標(biāo)是孔徑抖動(dòng)，由孔徑抖動(dòng)所限制的SNR為：

SNR=-20lg(2πfaΔtrms)

(1)

式中,fa為模擬信號(hào)輸入頻率，Δtrms是孔徑抖動(dòng)的均方值，其與模擬信號(hào)的輸入成正比。ADS4449的孔徑抖動(dòng)Δtrms=140 fs,其SNR最大為71 dB。

1.2 電源管理及接口設(shè)計(jì)

XC7K325T是設(shè)計(jì)的核心器件，主要的數(shù)據(jù)處理和算法都在其進(jìn)行。FPGA采用的是BPI配置方式，使用的配置芯片為PC28F512P30T，具有500 Mb的存貯空間。在電路設(shè)計(jì)中要考慮到器件對(duì)電源上電要求，XC7K325T、PC28F512P30T和SN74ALVC164245采用的電源管理時(shí)序如圖3所示。

圖3 電源管理時(shí)序圖

采用合理的電源時(shí)序控制可以減小上電時(shí)的瞬時(shí)電流、保證FPGA上電初始IO腳為高阻態(tài)和提高芯片在上電瞬間管腳無(wú)毛刺和正確偏置。

作為信號(hào)處理機(jī)需要與外設(shè)進(jìn)行通訊和數(shù)據(jù)傳輸，使用的方式為RS-422、USB接口、LVDS接口等，實(shí)現(xiàn)多種功能應(yīng)用。

2 數(shù)字下變頻設(shè)計(jì)

數(shù)字下變頻是軟件無(wú)線電的關(guān)鍵技術(shù)之一，其基本功能是從輸入的寬帶高數(shù)據(jù)流信號(hào)中提取所需的窄帶信號(hào)，濾除帶外噪聲，將其下變頻為數(shù)字基帶信號(hào)，并轉(zhuǎn)換成較低的數(shù)據(jù)流，一般采用多速率數(shù)字信號(hào)處理。

單通道數(shù)字下變頻算法如圖4所示。

圖4 單通道數(shù)字下變頻框圖

當(dāng)ADC前端的中頻輸入信號(hào)為：

x(t)=a(t)cos(wot+χ(t))

(2)

根據(jù)帶通采樣定理，ADC的采樣頻率要滿足fs≥2 rB，避免過(guò)渡帶混疊且可得到處理增益，或fs≥(r+1)B,允許過(guò)渡帶混疊。B為中頻信號(hào)的帶寬，r為ADC前的帶通濾波器矩形系數(shù)。

經(jīng)過(guò)ADC采樣后的信號(hào)為：

x(ts)=a(ts)cos(wots+χ(ts))=

(3)

式中,a(t)和χ(t)為幅度和相位調(diào)制函數(shù)。數(shù)字正交鑒相要進(jìn)行I/Q分離，本文使用數(shù)字混頻低通濾波法進(jìn)行，其優(yōu)點(diǎn)是對(duì)雙路信號(hào)同時(shí)作變換，所用的濾波器系數(shù)一樣，從而具有很好的負(fù)頻譜對(duì)消功能，并且處理帶寬較寬。數(shù)字化中頻信號(hào)與NCO輸出的正交信號(hào)進(jìn)行下變頻，NCO的信號(hào)頻率fc=fo/k,混頻后的信號(hào)經(jīng)過(guò)低通濾波后，除去高次項(xiàng)，得到：

(4)

s1(t)包含回波信號(hào)的全部信息。簡(jiǎn)化數(shù)字信號(hào)處理過(guò)程為直接抽取和符號(hào)變換，取k=3,m=2，此時(shí)得到的I/Q兩路為：

(5)

從式(5)中得到的I/Q兩路，信號(hào)頻率已經(jīng)降到基帶，但數(shù)據(jù)量與ADC采樣率一樣，需要進(jìn)行抽取和濾波處理。對(duì)數(shù)字正交混頻后的信號(hào)進(jìn)行D倍抽取，抽取后的信號(hào)頻譜為：

(6)

抽取后的頻譜是原來(lái)頻譜D倍擴(kuò)展后經(jīng)頻移產(chǎn)生的D個(gè)頻譜疊加之和。根據(jù)奈奎斯特采樣定理，原信號(hào)含有大于fs/2D的頻率分量時(shí)，抽取后會(huì)產(chǎn)生頻譜混疊，因此需要加低通濾波器以濾除fs/2D外的信號(hào)，再進(jìn)行D倍抽取[4]。

2.1 數(shù)字下變頻模塊

數(shù)字下變頻模塊將數(shù)字化后的中頻信號(hào)進(jìn)行下變頻處理，通常使用NCO產(chǎn)生正交的sin(wct)和cos(wct)，與中頻信號(hào)進(jìn)行相乘濾波[5]。采用最佳的ADC采樣頻率fs和數(shù)字下變頻頻率fc，可以將數(shù)字下變頻簡(jiǎn)化為符號(hào)變換。經(jīng)過(guò)ADC采樣后的中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)最優(yōu)采樣率變換后，根據(jù)式(5)得到的最優(yōu)采樣率關(guān)系為：

(7)

由于在FPGA內(nèi)進(jìn)行數(shù)字下變頻時(shí)采用數(shù)據(jù)量與fs是一致的，所以當(dāng)使用正余弦進(jìn)行相乘時(shí)，實(shí)際是經(jīng)過(guò)fs采樣后的正余弦信號(hào)與ADC采樣后的信號(hào)相乘，即可得到：

(8)

式中,θ0為選擇正交的初相位，當(dāng)θ0=0時(shí)，所用的正交的余弦為[1,0-1,0],正弦為[0,-1,0,1]，序列每4個(gè)周期重復(fù)一次，從而把正交下變頻處理簡(jiǎn)化為符號(hào)變換處理，避免在多通道處理中需要多個(gè)NCO和相乘運(yùn)算帶來(lái)的資源占用問(wèn)題。

2.2 脈沖壓縮模塊

根據(jù)雷達(dá)基本方程，最大探測(cè)距離的四次方正比于發(fā)射信號(hào)的能量，而發(fā)射機(jī)的峰值功率難以做到很高以滿足最大探測(cè)距離要求。因此，只能通過(guò)提高發(fā)射信號(hào)寬度來(lái)增大發(fā)射能量，但發(fā)射寬度增大會(huì)導(dǎo)致距離分辨率變差。距離分辨率主要取決于信號(hào)頻域結(jié)構(gòu)，要求信號(hào)具有大的帶寬，而速率分辨率主要取決于信號(hào)時(shí)域結(jié)構(gòu)，要求信號(hào)具有大的時(shí)寬，要設(shè)計(jì)一種大時(shí)寬帶寬積信號(hào)，才能同時(shí)提高速度和距離分辨率[6]。

利用匹配濾波理論，對(duì)幅度譜寬的信號(hào)進(jìn)行匹配處理，必然輸出一個(gè)在時(shí)域很窄的響應(yīng)。采用13位巴克碼實(shí)現(xiàn)二相編碼的脈內(nèi)調(diào)制，可以實(shí)現(xiàn)帶寬為原脈沖頻譜的13倍。巴克碼的信號(hào)波形時(shí)寬為PT時(shí)，P為碼長(zhǎng)13，T為單脈沖寬度。脈壓前的信號(hào)的距離分辨率為PTc/2，c為光速；脈壓后的距離分辨率為Tc/2，即保證了發(fā)射信號(hào)的時(shí)寬，也提高了距離分辨率。巴克碼得到的模糊函數(shù)圖如圖5所示，其在原點(diǎn)呈現(xiàn)尖銳的單峰，為圖釘型模糊函數(shù)。

圖5 13位巴克碼模糊函數(shù)圖

在時(shí)域進(jìn)行脈壓處理，設(shè)計(jì)匹配濾波器可以使信號(hào)獲得最大的SNR，其對(duì)應(yīng)的濾波器的響應(yīng)為：

h(n)=s*(N-1-n)(0≤n≤N-1)

(9)

由于巴克碼脈沖壓縮信號(hào)的主旁瓣比最大只有13，當(dāng)采用基于級(jí)聯(lián)失配的旁瓣抑制方法后，可以將主旁瓣比提高到30 dB以上，并且不改變主瓣寬度。其失配網(wǎng)絡(luò)系數(shù)為：

(10)

式中,β的值根據(jù)加權(quán)網(wǎng)絡(luò)輸出的主瓣疊加方程計(jì)算。

脈壓濾波器輸出的信號(hào)即為輸入信號(hào)與濾波器響應(yīng)的卷積。經(jīng)過(guò)脈壓后得到的信號(hào)即為目標(biāo)的距離信息，通過(guò)低通濾波，即可以得到多普勒回波信號(hào)[7]。在數(shù)字下變頻后再進(jìn)行脈沖壓縮處理，只需與原調(diào)制碼進(jìn)行互相關(guān)即可，有效提高處理效率。

3 仿真設(shè)計(jì)

使用Matlab對(duì)回波信號(hào)及處理過(guò)程進(jìn)行設(shè)計(jì)，模擬目標(biāo)回波信號(hào)的處理過(guò)程。設(shè)計(jì)13位巴克碼調(diào)制的波形，巴克碼單脈沖寬度為25 ns，目標(biāo)在50 m，徑向速度為500 m/s時(shí)的接收回波信號(hào)及其處理過(guò)程如圖6所示。信號(hào)時(shí)寬為325 ns，其相對(duì)距離分辨能力為48.75 m，通過(guò)脈沖壓縮，其相對(duì)距離分辨能力為3.75 m，提高了目標(biāo)的距離分辨能力。

圖6 脈沖壓縮處理

根據(jù)優(yōu)化后的數(shù)字處理流程，對(duì)模擬目標(biāo)的回波信號(hào)進(jìn)行采樣、數(shù)字下變頻、抽取濾波處理，將信號(hào)降為基帶后進(jìn)行脈沖壓縮、抽取濾波后，得到目標(biāo)的距離、多普勒頻率信息。這些信息對(duì)獲取目標(biāo)的主要特征十分重要。

對(duì)于4個(gè)目標(biāo)的處理情況如下，距離分別是為50 m，徑向速度為500 m/s、距離為55 m，速度為300 m/s、距離為60 m，速度為700 m/s和距離為65 m，速度為600 m/s時(shí)的目標(biāo)，回波處理情況如圖7所示。

圖7 四個(gè)目標(biāo)時(shí)脈沖壓縮處理

通過(guò)對(duì)信號(hào)的脈沖壓縮處理過(guò)程的分析，可以分辨四個(gè)相近距離的目標(biāo)和多普勒頻率，通過(guò)對(duì)代碼和處理方式的優(yōu)化，降低了對(duì)處理器資源的要求，提高了信號(hào)處理能力。

4 處理機(jī)測(cè)試

電路設(shè)計(jì)中ADC前端的濾波器特性實(shí)測(cè)結(jié)果如圖8所示，與設(shè)計(jì)要求一致。信號(hào)的插損小于1 dB，邊帶抑制大于20 dB(BW≥140 MHz)，既能保證回波信號(hào)時(shí)頻域的完整度，也可以有效濾除開(kāi)關(guān)電源噪聲、低頻干擾信號(hào)和前端高頻串?dāng)_信號(hào)。

圖8 ADC前端濾波器特性圖

通過(guò)對(duì)ADC進(jìn)行測(cè)試，采樣頻率為120 MHz時(shí)，電路板靜態(tài)噪聲特性如圖9所示。四通道的噪聲一致，峰峰值在1.22 mV左右，對(duì)應(yīng)的動(dòng)態(tài)范圍為64 dB。

圖9 處理機(jī)ADC靜態(tài)噪聲

各個(gè)通道的偏移電壓是由于ADC器件自身特性及前端電路引入的，可以通過(guò)上電之后對(duì)其采樣取均值，在信號(hào)處理中消去即可。使用40 MHz采樣，得到的信號(hào)和功率譜如圖10所示。

圖10 ADC采樣信號(hào)特性

得到信號(hào)采樣特性較好，其功率譜的信號(hào)達(dá)到83 dB。通過(guò)對(duì)設(shè)計(jì)的數(shù)字處理機(jī)進(jìn)行測(cè)試，其噪聲、通道間串?dāng)_及頻譜特性較好，處理機(jī)所用的處理器資源充足，通過(guò)算法及資源優(yōu)化，可以滿足設(shè)計(jì)要求。

5 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種四通道的高速數(shù)字處理機(jī)，對(duì)數(shù)字下變頻和脈沖壓縮處理進(jìn)行分析，通過(guò)簡(jiǎn)化處理，給出了多目標(biāo)處理仿真分析結(jié)果和數(shù)字處理機(jī)的電路性能，克服了通道間的串?dāng)_，達(dá)到了靜態(tài)噪聲1.22 mV的性能和動(dòng)態(tài)范圍64 dB的能力。通過(guò)測(cè)試結(jié)果，有效實(shí)現(xiàn)高速多通道數(shù)字處理機(jī)和大動(dòng)態(tài)范圍處理，具有廣泛的應(yīng)用前景。