鮑曉華 王春雨

摘 要：為了分析雙斜槽感應電機偏心情況下的電磁激振力，以一臺籠型雙斜槽感應電機為例，采用解析法分析了動偏心和靜偏情況下的氣隙磁密成分，并得到了不同階次諧波相互作用產(chǎn)生的平均徑向電磁激振力的階次與幅值表達式。針對雙斜槽感應電機，提出了適用于雙斜槽的多層分段有限元模型，并獲得了徑向氣隙磁密與徑向電磁激振力的時空分布。利用二維傅里葉分解法，獲取了平均徑向電磁力的時空頻譜，并與直槽偏心時的徑向電磁力相對比，發(fā)現(xiàn)雙斜槽能夠有效削弱由偏心導致的部分附加徑向電磁力。

關鍵詞：感應電動機;雙斜槽;氣隙偏心;徑向電磁力;二維傅里葉分解

中圖分類號：TM 346

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2019）04-0075-08

0 引 言

感應電機以其優(yōu)良的特性廣泛應用于各種電氣傳動系統(tǒng)。氣隙偏心是感應電機常見故障之一[1]，當發(fā)生氣隙偏心時，會導致氣隙磁場畸變產(chǎn)生附加諧波，這些諧波相互作用產(chǎn)生額外的電磁力，導致電機的振動噪聲增加。采用解析法與有限元法相結合對感應電機混合偏心下的電磁激振力研究后發(fā)現(xiàn)，偏心會導致附加的電磁力[2]。電機發(fā)生氣隙偏心時產(chǎn)生的不平衡磁拉力會導致電機振動和噪聲的增加[3-4]。利用偏心時定子繞組中產(chǎn)生的一些特定頻率的電流分量可以對電機進行偏心檢測[5-6]。還可利用感應電機多回路模型[7]或者振動噪聲[8]對電機偏心進行檢測。

感應電機中常采用轉子單斜槽來降低電機的振動噪聲，但是仍然滿足不了一些特殊場合的需求，于是有學者提出了雙斜槽結構。通過對雙斜槽感應電機不同槽配合下的振動噪聲進行分析，發(fā)現(xiàn)等槽配合時效果最好[9]。利用相似的結構也可降低橫向磁通電機的轉矩脈動和電磁力[10]。

以上文獻對電機的氣隙偏心與轉子斜槽問題皆是分開研究，未對二者同時存在時的影響進行分析。雙斜槽與氣隙偏心同時存在對電機徑向電磁力的影響還沒有文獻分析過。本文利用解析法與有限元法相結合，對雙斜槽感應電機發(fā)生氣隙偏心時的電磁力進行了分析，利用二維傅里葉分解獲取了由偏心導致的附加電磁力波，并與直槽感應電機偏心時的電磁力波相對比，從而分析其變化。

1 理論分析

1.1 雙斜槽與偏心模型介紹

圖1為雙斜槽轉子結構模型，從圖1（a）中可以看出整個轉子沿軸向長度分為兩半，每一半相當于一個普通的單斜槽轉子，中間為一個薄的中間環(huán)，兩段導條朝相反方向扭斜并錯開半個轉子槽距，形成“人”字形。圖1（b）為雙斜槽轉子的詳細結構圖，從圖中可以看出整個雙斜槽轉子的詳細結構，包含兩端的端環(huán)、兩段鐵心、兩段導條、中間環(huán)和中間環(huán)下面填充的硅鋼片環(huán)。

氣隙偏心是指電機因故障或裝配精度影響，轉子旋轉中心與定子幾何中心不重合，主要分為靜偏心（SE），動偏心（DE）這兩種基本類型。靜偏心指定子和轉子幾何中心不重合，轉子以自身幾何中心為旋轉軸;動偏心是指定子和轉子幾何中心不重合，轉子以定子幾何中心為旋轉軸。圖2為偏心的示意圖，其中e為偏心距。

1.2 定、轉子磁勢分析

圖3為雙斜槽轉子結構示意圖，轉子分為兩段，轉子磁勢應分成兩部分進行分析。圖中l(wèi)1和l2分別為兩段轉子的軸向長度，中間環(huán)厚度忽略不計，bsk1和bsk2分別為兩段轉子的斜槽距離，α為兩段轉子的錯開角度。

從式（16）中可以看出，主波磁場和極對數(shù)為p±1的主波附加諧波磁場相互作用會產(chǎn)生次數(shù)為2p±1和±1的力波。從這些力波的表達式中可以看出，斜槽距離和斜槽角度這兩個變量并不包含在內，因此斜槽距離和斜槽角度不會對這些力波的大小產(chǎn)生任何影響，這些力波不會因為采用雙斜槽結構而被削弱。

偏心導致的轉子附加諧波磁場與定子諧波磁場相互作用產(chǎn)生的力波如下：

從式（23）可以看出，當兩段轉子長度相同且斜槽距離都為半個轉子齒距時，由偏心導致的轉子奇數(shù)次齒諧波的附加諧波和定子諧波相互作用產(chǎn)生的平均徑向力可以被削弱到接近零，偶數(shù)次齒諧波的附加諧波和定子諧波相互作用產(chǎn)生的平均徑向力會降低至Kskε倍。

對于轉子齒諧波和定子諧波相互作用產(chǎn)生的平均徑向力，定子諧波附加諧波和轉子齒諧波相互作用產(chǎn)生的平均徑向力，都有一致的結論。

1.6 偏心導致的主要力波階次與頻率

主波磁場與極對數(shù)p±1的主波附磁場相互作用產(chǎn)的力波階次為

2 有限元仿真計算與分析

2.1 雙斜槽的多層分段有限元模型

利用三維有限元模型可以準確計算雙斜槽感應電機偏心模型，但是三維模型的網(wǎng)格數(shù)量巨大，占用大量的計算機資源，且計算速度十分緩慢。有學者提出利用多層分段二維有限元模型來等效三維模型計算單斜槽感應電機。具體做法為將電機沿軸向分為若干段，每一段用二維有限元模型等效，并將轉子偏移不同的機械角度，以此來達到模擬斜槽的效果。雙斜槽多層分段模型如圖4所示，其瞬態(tài)場方程為[13]

針對雙斜槽模型，需要將此法改進后方可使用。如圖5所示，兩段導條相互錯開半個轉子槽距t2/2，整個斜槽距離應為一段轉子的斜槽距離bsk加上半個轉子槽距t2/2，即為中間虛線部分的長度。與虛線部分導條相對應的兩段導條的斜槽度相同，利用多層分段有限元模型時，這部分應取相同層數(shù)且對應一致，計算時這部分數(shù)據(jù)需要用兩次，這是雙斜槽多層分段模型的關鍵所在。假設總共分為n段，其中半個轉子槽距t2/2分為k段，則應使每段斜槽距離相同，即

2.2 靜偏心時電磁力的計算與分析

電機的參數(shù)如表1所示，電機的轉速為1 440 r/min（s=0.04）。

圖6為50%靜偏心度時的徑向電磁力空間分布，可以看出雙斜槽時的徑向電磁力幅值低于直槽時的徑向電磁力幅值。

對徑向電磁力做時空二維傅里葉分解，可以得到各次力波的階次與頻率，圖7為直槽時徑向電磁力波的階次與幅值，圖8為雙斜槽時徑向電磁力波的階次與幅值?？梢钥闯鰯?shù)據(jù)關于原點對稱。

表2為50%靜偏心度時直槽與雙斜槽的主要力波對比，從表中可以看出主波及其附加諧波相互作用產(chǎn)生的徑向力波不能被雙斜槽削弱，定轉子諧波及其附加諧波相互作用產(chǎn)生的徑向力波可以被明顯削弱。表中力波階次和頻率的負號無實際意義，僅用來表示不同諧波相互作用的結果。

2.3 動偏心時電磁力的計算與分析

圖9雙斜槽時徑向氣隙磁密隨時間空間的變化。對徑向電磁力做時空二維傅里葉分解，可以得到各次力波的階次與頻率，圖10為直槽時徑向電磁力波的階次與幅值，圖11為雙斜槽時徑向電磁力波的階次與幅值。

表3為50%動偏心度時直槽與雙斜槽的主要力波對比，從表中可以看出主波及其附加諧波相互作用產(chǎn)生的徑向力波不能被雙斜槽削弱，定轉子諧波及其附加諧波相互作用產(chǎn)生的徑向力波可以被明顯削弱。

3 結 論

本文采用解析法分析了雙斜槽感應電機偏心情況下的平均徑向電磁力的時空分布，并利用提出的適用于雙斜槽的多層分段有限元模型計算了偏心情況下的電磁力。采用二維傅里葉分解法獲取了偏心導致的附加電磁力波的階次、頻率和幅值，并與直槽時相對比，可以發(fā)現(xiàn)以下結論：

1）主波磁場和其附加諧波磁場相互作用產(chǎn)生的力波不會被雙斜槽結構削弱。

2）轉子諧波磁場及其附加諧波磁場與其他諧波相互作用產(chǎn)生的力波都可以被有效削弱。

以上分析和理論分析結果相符合。從本文的研究可以看出，當雙斜槽感應電機發(fā)生偏心時，其振動噪聲會明顯低于直槽電機偏心時的振動噪聲，若從振動噪聲角度對雙斜槽感應電機進行偏心檢測，則應注意它的這種特殊性。

參 考 文 獻：

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（編輯：賈志超）