鄧 康， 潘三博

(上海電機(jī)學(xué)院 電氣學(xué)院, 上海 201306)

隨著分布式新能源系統(tǒng)的快速發(fā)展，電力電子變換器得到了廣泛應(yīng)用[1-3]。在光伏發(fā)電、儲(chǔ)能系統(tǒng)、燃料電池等領(lǐng)域中，光伏板、儲(chǔ)能電池或燃料電池的輸出電壓比較低，故一般需要高升壓比的DC-DC變換器來(lái)升壓；同時(shí)由于分布式新能源系統(tǒng)環(huán)境條件的限制，對(duì)變換器的功率密度提出一定的要求。因此，研究高升壓比、高功率密度的變換器具有重要意義。

對(duì)隔離型拓?fù)鋪?lái)說(shuō)，高升壓比一般采用高匝比的變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)，拓?fù)涠嗖捎梅醇る娐穂4-6]或移相全橋等橋式電路[7-8]，也有文獻(xiàn)結(jié)合了耦合電感[9-10]、開(kāi)關(guān)電容[11-12]等方式提高升壓比。利用變壓器的高升壓比電路具有變壓器一次側(cè)電壓低電流大的特點(diǎn)，而推挽電路本身就非常適合低壓大電流的應(yīng)用場(chǎng)合，并且具有開(kāi)關(guān)器件少、驅(qū)動(dòng)電路無(wú)需隔離的優(yōu)勢(shì)。但傳統(tǒng)的推挽變換器存在偏磁問(wèn)題，且硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)下效率低。有研究提出了推挽電路的幾種改進(jìn)型拓?fù)?，如文獻(xiàn)[13]提出諧振型推挽變換器，但占空比不便于調(diào)整；文獻(xiàn)[14]提出有源鉗位型推挽變換器，但開(kāi)關(guān)管較多控制復(fù)雜；文獻(xiàn)[15]提出三管型推挽電路，實(shí)現(xiàn)了軟開(kāi)關(guān)且具有電路簡(jiǎn)單的優(yōu)勢(shì)，但由于電路中存在諧振電感，會(huì)有占空比丟失,不利于電路精確控制。近年來(lái)磁集成技術(shù)逐步成為研究的熱點(diǎn)，但為了減小體積將電力電子變換器的變壓器與電感等磁性元件集成在一起[16]。也有些應(yīng)用在交錯(cuò)并聯(lián)電路中[17]，利用互感減小電流紋波。文獻(xiàn)[18]提出一種利用集成磁件抑制全橋變換器占空比丟失的結(jié)構(gòu)，具有一定參考意義。

在基于三管式推挽變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中引入磁集成器件，提出利用磁集成技術(shù)減少占空比丟失的改進(jìn)型零電壓開(kāi)關(guān)(Zero Voltage Switching, ZVS)推挽電路，其二次側(cè)采用倍壓整流電路，濾波電感被拆分為濾波電感與變壓器兩部分，構(gòu)成1個(gè)集成磁件。在提高功率密度、減小體積的同時(shí)，通過(guò)集成磁件的耦合電感改善了傳統(tǒng)三管式推挽變換器占空比丟失的問(wèn)題。本文首先構(gòu)建了集成磁件的數(shù)學(xué)模型，然后分模態(tài)分析了改進(jìn)型電路的工作原理，最后通過(guò)pSpice仿真進(jìn)行了驗(yàn)證。仿真結(jié)果表明，電路3個(gè)開(kāi)關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了ZVS，且相較于普通三管推挽電路，占空比丟失情況得到了改善。

1 改進(jìn)型ZVS推挽電路

圖1為磁集成ZVS推挽電路，可分為一次側(cè)三管推挽電路、磁集成器件和二次側(cè)倍壓整流電路3個(gè)部分。一次側(cè)電路中，Q1、Q2和Q3為三管推挽電路中3個(gè)MOSFET開(kāi)關(guān)管，其中Q1、Q2為傳統(tǒng)推挽電路的主開(kāi)關(guān)管，Q3為三管推挽電路添加的輔助開(kāi)關(guān)管；D1、D2、D3為3個(gè)開(kāi)關(guān)管的寄生二極管；C1、C2、C3為3個(gè)開(kāi)關(guān)管的寄生輸出電容和外并電容之和；Uin為輸入電壓；Uo為輸出電壓；匝比為NP1∶NP2∶NS，兩個(gè)一次側(cè)繞組的漏感為L(zhǎng)lk1、Llk2。Lf1、Lf2為濾波電感，繞制在磁芯左右兩邊柱上，匝數(shù)分別為NLf1和NLf2。二次側(cè)倍壓整流電路由二極管D4、D5和電容C4、C5構(gòu)成。

圖1 磁集成ZVS推挽電路

2 集成磁件的數(shù)學(xué)模型

磁集成器件結(jié)構(gòu)如圖2所示，由圖2(a)可知，磁芯包括兩個(gè)濾波電感和1個(gè)帶中心抽頭的變壓器，3部分共同集成在一個(gè)EE型磁芯中。變壓器為一次側(cè)帶中心抽頭的三繞組變壓器，一次側(cè)和二次側(cè)繞組均繞制在磁芯中柱上。

圖2 集成磁件示意圖

圖2(b)所示為集成磁件的磁芯結(jié)構(gòu)等效磁路圖，其中ΦLf1和ΦLf2分別為兩邊柱上電感繞組所產(chǎn)生的磁通；ΦT為中柱上變壓器所產(chǎn)生的主磁通；iLf1和iLf2分別為兩邊柱上濾波電感電流，iP1、iP2和iS分別為一次側(cè)和二次側(cè)電流。磁芯結(jié)構(gòu)中兩邊柱和中柱取相同氣隙，Rm1、Rm2和Rm3分別為三柱的磁阻，則Rm1=Rm2=2Rm3。取NLf1=NLf2=NLf，NP1=NP2=NP。根據(jù)圖2(b)磁路圖可得

(1)

對(duì)集成磁件中兩濾波電感的電壓ULf1和ULf2，由電磁感應(yīng)定律可得

(2)

結(jié)合式(1)和式(2)，推得兩濾波電感的數(shù)學(xué)模型為

(3)

通過(guò)電感數(shù)學(xué)模型式(3)可知，電感電壓主要受3因素影響。第1項(xiàng)為兩濾波電感的自感Lf1和Lf2造成的影響；第2項(xiàng)為兩濾波電感間互感MLf造成的影響；第3項(xiàng)為變壓器一次側(cè)電壓所耦合到濾波電感的電壓，kT為電壓耦合系數(shù)。在分布式新能源系統(tǒng)中，升壓變換器一次側(cè)電壓一般較低，且相對(duì)于變壓器匝數(shù)，濾波電感匝數(shù)一般較少，即式中第3項(xiàng)kT與UP均較小，故可忽略式(3)的第3項(xiàng)，將集成磁件中的電感簡(jiǎn)化為普通耦合電感數(shù)學(xué)模型。

3 電路開(kāi)關(guān)過(guò)程

電路開(kāi)關(guān)過(guò)程的主要波形如圖3所示，其中ugs1、ugs2、ugs3為3個(gè)開(kāi)關(guān)管Q1、Q2、Q3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；uds1、uds2、uds3為3個(gè)開(kāi)關(guān)管Q1、Q2、Q3兩端的電壓；i1、i2、i3為流經(jīng)3個(gè)開(kāi)關(guān)管的電流；Q1和Q2兩主管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)ugs1和ugs2占空比大于50%，ugs2相位滯后ugs1180°；輔管Q3驅(qū)動(dòng)信號(hào)ugs3的頻率是主管驅(qū)動(dòng)信號(hào)ugs1和ugs2的2倍，若忽略死區(qū)時(shí)間，在邏輯上可視ugs3為ugs1和ugs2的與非關(guān)系。

圖3 主要波形示意圖

圖4所示為電路的1個(gè)周期，可分為8個(gè)模態(tài)，其中前半周期和后半周期對(duì)稱(chēng)，現(xiàn)結(jié)合開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)時(shí)序圖與各模態(tài)等效工作電路來(lái)詳細(xì)解釋各個(gè)階段工作過(guò)程。在分析過(guò)程中，集成磁件中的變壓器按照傳統(tǒng)變壓器模型來(lái)分析，集成磁件中的耦合濾波電感只有在兩電感對(duì)應(yīng)電路共同導(dǎo)通時(shí)按照耦合電感模型進(jìn)行分析，單獨(dú)導(dǎo)通時(shí)依然按照獨(dú)立電感進(jìn)行分析。

(1) 模態(tài)1[t1—t2]。在t1時(shí)刻前，開(kāi)關(guān)管Q1和Q3導(dǎo)通，經(jīng)變壓器傳遞能量到二次側(cè)，一次側(cè)電壓為Uin，二次側(cè)電壓為nUin。D5導(dǎo)通，二次側(cè)濾波電感Lf2儲(chǔ)能，電感電流ilf2給電容C5充電。

圖4 各模態(tài)下的等效電路

在t1時(shí)刻關(guān)斷開(kāi)關(guān)管Q3，由于并聯(lián)電容C3存在且假定其足夠大，則Q3兩端電壓不能突變，Q3可實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。二次側(cè)由濾波電感Lf2續(xù)流，且二次側(cè)電流經(jīng)變壓器折射到一次側(cè)，與電容C2和C3諧振，C2電壓從2Uin開(kāi)始下降，C3電壓從零開(kāi)始上升。對(duì)變壓器一次側(cè)兩繞組取Llk1=Llk2=Llk，由基爾霍夫電壓定律可得

(4)

在此階段，電流i1迅速下降，i2反向上升，從而維持變壓器總磁場(chǎng)能量不突變。在t1時(shí)刻有i1=i3=ip，根據(jù)節(jié)點(diǎn)電流定律有

(5)

假定兩濾波電感上能量足夠且死區(qū)時(shí)間足夠，則在t2時(shí)刻電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，此時(shí)有

(6)

可解得此段持續(xù)時(shí)間為

t12=4CUin/ip

(7)

此時(shí)uds2=0，Q2的反并聯(lián)二極管D2導(dǎo)通，從而為t2時(shí)刻Q2的零電壓開(kāi)通提供了條件。

(2) 模態(tài)2[t2—t3]。在t2時(shí)刻驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管Q2導(dǎo)通，由于二極管D2已經(jīng)導(dǎo)通，Q2可實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。此時(shí)電源斷開(kāi)，變壓器一次側(cè)由于漏感存在，續(xù)流進(jìn)入環(huán)流階段，環(huán)流方向如圖4(b)虛線所示。變壓器一次側(cè)形成環(huán)流，二次側(cè)由D5續(xù)流。各變量可表示為

(8)

(3) 模態(tài)3[t3—t4]。開(kāi)關(guān)管Q1在t3時(shí)刻驅(qū)動(dòng)關(guān)斷，因并聯(lián)電容C1的存在且假定其足夠大，則Q1兩端電壓不能突變，Q1可實(shí)現(xiàn)ZVS關(guān)斷。Q1關(guān)斷后其電流i1迅速減小，此時(shí)一次側(cè)電流折射到二次側(cè)值小于濾波電感電流。在電路一次側(cè)，漏感Llk1、Llk2和電容C1、C3共同諧振，C1兩端電壓uds1上升，C3兩端電壓uds3下降；變壓器二次側(cè)電流is受一次側(cè)諧振電流控制，二次側(cè)二極管同時(shí)導(dǎo)通，維持濾波電感電流續(xù)流。

uds1從0開(kāi)始上升，uds3從Uin下降。此階段各變量可表示為

(9)

在漏感能量夠大的情況下，電路在t4時(shí)刻進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，此時(shí)

(10)

若結(jié)合式(9)與式(10)，求解該過(guò)程較為復(fù)雜，可利用初始條件i1(t3)=i2(t3)簡(jiǎn)化計(jì)算，電路到達(dá)穩(wěn)態(tài)的時(shí)間近似為

t34=4CUin/i1(t3)

(11)

(4) 模態(tài)4[t4—t7]?？蓪⒋四B(tài)分為3個(gè)小階段分析：① [t4～t5階段]，t4時(shí)刻開(kāi)通開(kāi)關(guān)管Q3，假定變壓器漏感足夠，則t4時(shí)刻一次側(cè)電流反向流過(guò)Q3的反并聯(lián)二極管D3，Q3可實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。Q3開(kāi)通后，一次側(cè)電流從負(fù)值開(kāi)始上升，變壓器二次側(cè)開(kāi)始換流，濾波電感Lf1的電流iLf1逐漸減小，iLf2逐漸增大。在t5時(shí)刻，兩濾波電感電流相等，即iLf1=iLf2，此時(shí)一次側(cè)電流ip=0，在此時(shí)刻起一次側(cè)電流完成換向，一次側(cè)電流由圖5(d)中實(shí)線電流方向轉(zhuǎn)換至虛線電流方向，電路進(jìn)入下一階段。② [t5～t6階段]，t5時(shí)刻變壓器二次側(cè)繞組的電壓開(kāi)始迅速反向，一次側(cè)繞組電壓也隨之反向。一次側(cè)電感和C1諧振，uds1從Uin上升到2Uin，uNp2從0上升到Uin，此時(shí)進(jìn)入下一個(gè)階段。③ [t6～t7階段]，這一階段電路正常導(dǎo)通，能量經(jīng)變壓器傳遞到二次側(cè)，濾波電感Lf1電流線性上升，有

(12)

4 減小占空比丟失

根據(jù)上文分析，在模態(tài)4中，第①階段Q3開(kāi)通后，一次側(cè)電流從負(fù)值開(kāi)始上升。由于一次側(cè)電流為負(fù)值，故此階段無(wú)論是否開(kāi)通Q3，電流均逆向流向電源，電源無(wú)法通過(guò)Q2、Q3向負(fù)載傳遞能量，造成占空比丟失。

對(duì)模態(tài)4的第①階段，將變壓器漏感Llk折算到二次側(cè)，對(duì)一次側(cè)電流ip，有

ip(t)=nis(t)=n(iLf1(t)-iLf2(t))=ip(t4)-

(t-t4)

(13)

5 仿真分析

在pSpice中搭建電路模型并進(jìn)行仿真分析。設(shè)定輸入電壓60～90 V，輸出電壓400 V，主管開(kāi)關(guān)頻率50 kHz，輔管100 kHz，仿真中各器件參數(shù)如表1所示。

表1 主電路參數(shù)

圖5所示為開(kāi)關(guān)管Q1的開(kāi)關(guān)過(guò)程波形圖。由圖可知，當(dāng)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管Q1關(guān)斷時(shí)，由于并聯(lián)電容C1的作用，開(kāi)關(guān)管Q1兩側(cè)電壓沒(méi)有發(fā)生突變，Q1實(shí)現(xiàn)了ZVS關(guān)斷；驅(qū)動(dòng)Q1開(kāi)通時(shí)，由于二極管D2已經(jīng)導(dǎo)通，Q1流過(guò)反向電流，實(shí)現(xiàn)了ZVS開(kāi)通。圖6所示為開(kāi)關(guān)管Q2的開(kāi)關(guān)過(guò)程波形圖，其ZVS開(kāi)關(guān)過(guò)程與Q1類(lèi)似，Q2也實(shí)現(xiàn)了ZVS開(kāi)關(guān)。

圖5 主管開(kāi)關(guān)過(guò)程

圖6 輔管開(kāi)關(guān)過(guò)程

圖6(a)為開(kāi)關(guān)管Q3的開(kāi)關(guān)過(guò)程波形圖。驅(qū)動(dòng)Q3開(kāi)通時(shí)，其反并聯(lián)二極管D3已導(dǎo)通，流過(guò)反向電流，實(shí)現(xiàn)了ZVS開(kāi)通；驅(qū)動(dòng)Q3關(guān)閉時(shí)，由于并聯(lián)電容C3的作用，也實(shí)現(xiàn)了ZVS關(guān)斷。為了驗(yàn)證集成磁件減小占空比丟失的效果，分別仿真采用分立濾波電感和耦合濾波電感情況下輔管的開(kāi)關(guān)過(guò)程，圖6(b)為采用分立電感情況下的開(kāi)關(guān)過(guò)程，圖6(a)為假定兩濾波電感耦合系數(shù)為0.7的情況下，得到的仿真結(jié)果。通過(guò)對(duì)比可以看出，采用集成磁件以后，反向電流快速恢復(fù)到0，從而緩解了占空比丟失的問(wèn)題。

6 結(jié) 語(yǔ)

本文提出在基于三管式推挽變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上引入磁集成器件，利用磁集成技術(shù)減少占空比丟失的改進(jìn)型ZVS推挽電路。提出的改進(jìn)型推挽電路實(shí)現(xiàn)了全部3個(gè)開(kāi)關(guān)管的ZVS，由于采用了集成磁件，可有效減小電感元件和變壓器的體積，具有體積小、功率密度高的優(yōu)點(diǎn)，相較于普通三管推挽電路，還緩解了占空比丟失的問(wèn)題。