王華軍 鄒亮

（四川九洲空管科技有限責任公司 四川省綿陽市 621000）

隨著航電系統(tǒng)高度綜合化時代的到來，同時還面臨著空域中飛行器密度的增加以及地面詢問站數量的增加的挑戰(zhàn)，很容易出現相互干擾、多徑影響嚴重等問題，因此，對于S 模式應答機的數據處理能力提出了更高的要求。

本文將基于軟件無線電的思想介紹S 模式應答機詢問信號的中頻數字化處理方法，重點針對S 模式的DPSK 解調方法進行介紹，并介紹一種碼元自相關的DPSK 解調算法。

1 S 模式詢問信號格式

S 模式詢問信號格式如圖1所示，其頻率為1030MHz，采用為ASK 和DPSK 兩種方式混合調制。

其中，P1 與P2 脈沖間隔2μs，兼容普通A/C 模式的旁瓣抑制脈沖，因此，當A/C 模式應答機接收到該詢問信號時，就會判為是地面二次雷達的旁瓣抑制信號，不進行應答處理；長脈沖P6 包含56bit 或112bit 信息，采用差分相移鍵控調制（即DPSK 調制），碼速率為4MHz，其中，有相位翻轉表示二進制“1”，無相位翻轉表示二進制“0”，兩個相位翻轉時間間隔為0.25μs。第一個相位翻轉是在P6 脈沖上升沿的1.25μs 處，也即是同步倒相位處，航管S 模式應答機根據這個參考點來同步自身時鐘，并解碼后續(xù)的DPSK 數據。

在S 模式詢問條件下，P5 脈沖作為旁瓣抑制脈沖。如果機載應答機接收到的P5 脈沖幅度要強于P6，應答機將判斷不出同步相位翻轉點，則不會應答該S 模式詢問，也即是會抑制當前S 模式詢問的應答；反之如果收到的P6 脈沖幅度強于P5 脈沖，那么應答機將能夠檢測出同步相位翻轉點，并將繼續(xù)接收并解碼P6 脈沖，從而完成S 模式詢問信號的譯碼操作，并給出當前詢問的應答信號。

2 S模式中頻信號處理流程

由于S 模式詢問信號采用為ASK 和DPSK 兩種方式混合調制，為了能獲得S 模式詢問信號的幅度信息和相位信息，需要利用數字下變頻（DDC）等中頻處理技術。

本文將以70MHz 中頻信號的處理過程為例，簡單介紹S 模式中頻信號處理過程。

經過信道前端的模擬下變頻處理，詢問信號從射頻信號（1030MHz）變?yōu)橹蓄l信號（70MHz），然后再根據欠采樣以及帶通采樣定理且頻譜不發(fā)生混疊的條件，一般選取40MHz 采樣頻率作為ADC 采樣頻率對70MHz 中頻信號進行采樣。容易知道最靠近零頻的中心頻率為10MHz，經過正交相干解調處理后，容易得到相互正交的零頻詢問信號，這一過程又稱為數字下變頻。然后經過包絡解調處理得到S 模式詢問信號的包絡，經過DPSK 解調處理則得到DPSK 碼元信息。

S 模式詢問信號的整個中頻處理的流程如圖2所示，其中DPSK 解調處理是整個處理的核心，如何準確有效地對S 模式詢問信號中的DPSK 信號進行解調將在后面的第3 節(jié)重點介紹。

圖1：S 模式詢問信號格式

圖2：S 模式中頻信號處理流程

3 DPSK解調算法對比研究

DPSK 調制解調方式是為了解決PSK 系統(tǒng)中相位模糊問題而產生的一種調制方式。S 模式應答機中采用該調制方式進行詢問信息傳輸，將會降低通信出錯的概率，從而提高數據傳輸的準確性和可靠性。另外一方面，由于S 模式詢問信號具有突發(fā)性、達到時間的不確定性等的特點，因此，對其進行數據解調將有新的要求。目前工程應用常用的DPSK 解調方式包括:正交解調、差分解調等[1]。下面將簡單介紹各方式的優(yōu)缺點。

3.1 傳統(tǒng)的DPSK解調算法原理

傳統(tǒng)的DPSK 解調方式分為兩種，非相干解調和相干解調。如圖3所示。

所謂非相干解調，也即是不需要載波恢復電路的一種解調方法，通常非相干解調也稱為差分相干解調，是相對于相干解調這種方式而言的一種解調方法。因此，該解調方法的優(yōu)點是不需要載波恢復處理。具體實現過程：將輸入信號延遲一個碼元，然后與原始信號相乘，經過低通濾波器進行濾波處理，最后經過抽樣判決便可解調出DPSK 信息。

采用非相干解調方法的缺點顯而易見的，如果輸入信號含有噪聲等其他干擾信號，那么該方法的性能將會下降許多。經過實驗證明，在相同信噪比條件下，非相干解調比相干解調要低3dB 左右，也即是誤碼率要比相干解調方式高。

因此，在實際工程應用中，對于性能要求較高的場合，一般都采用相干解調方式完成DPSK 信號解調。如圖4所示。

相干解調方法的關鍵在于同步載波信號的提取。針對載波同步，常用的方法是基于鎖相環(huán)（PLL）原理，直接從接收信號中提取出同步信息，從實現上方式上一般有兩種方法：平方環(huán)法和科斯塔斯（Costas）環(huán)法。

兩種方法的性能在理論上是一樣的，但平方環(huán)法會導致整個環(huán)路工作頻率倍增，實現難度增大，同時也可能會導致鎖相環(huán)鎖定在錯誤的頻率上，而科斯塔斯環(huán)法是用乘法器和低通濾波器代替平方環(huán)，實現較為簡單。但科斯塔斯（Costas）環(huán)法的設計關鍵在于參數的確定，參數的選擇直接影響整個環(huán)路的性能和效果，而且該參數受多個因素相互制約，調試麻煩[1]。

值得說明的是，由于S 模式詢問信號具有突發(fā)性，為了能夠正確獲得S 模式的數據信息，科斯塔斯（Costas）環(huán)路必須在P6 信號1.25us 之前完成環(huán)路的鎖定，才能保證后續(xù)的DPSK 數據的正確性。當輸入的頻率存在較大頻偏時，環(huán)路鎖定是時間較長，無法在1.25us 內完成鎖定，會導致后續(xù)DPSK 解碼錯誤。

由此可見，差分相干解調方法提取DPSK 的方法較為簡單，易于實現，但性能較差，誤碼率較高。而相干解調算法需要考慮載波同步等較復雜的工作，實現上要相對要復雜一些，同時其性能會受到頻偏、同步等因素影響。針對以上問題，本文介紹了一種易于實現、不容易受頻偏影響、無需載波恢復的DPSK 提取方法。

3.2 碼元自相關解調算法原理

碼元自相關DPSK 解調實現流程如圖5所示。

假設輸入信號為：

其中，A 代表輸入信號的幅度，M(t)表示基帶信號，f0代表載波信號頻率，代表信號的頻偏，代表載波信號的相位差。

經過數字下變頻DDC 以及低通濾波后，輸入信號轉換為相互正交的I、Q 兩路信號，分別為：

假設第一個碼元的值為m1，第二個碼元值為m2，兩個碼元值之間相距0.25us，每個碼元的采樣點數為N。

以I 路信號舉例說明，將濾波后的I 路信號的第一個碼元與下一個（距離0.25us）碼元信號相乘，再求和，即可完成I 路信號的能量計算，即：

同理，Q 路信號的能量如下：

最后將I 路和Q 路能量相加，完成能量集中到一路輸出，即：

由式（6）可知，表示相位翻轉的信號Phase 只與前后碼元相關累計求和有關，而與載波信號的相位和載波信號的頻偏無關，因此，該處理方法無需考慮載波同步信號和頻偏的問題，較容易實現。

4 位同步抽樣判決技術

經過碼元自相關輸出的信號是多位寬的數據信號，因此，為了得到最終的二進制DPSK 碼元信息，還需要對該基帶信號進行位同步抽樣判決處理。

圖3：DPSK 非相干（差分相干）解調原理圖

圖4：DPSK 相干解調原理圖

圖5：碼元自相關DPSK 解調實現流程

傳統(tǒng)的位同步抽樣判決方法一般是利用位定時脈沖對DPSK 量化后的相位信息進行數據采樣，將采樣值與預先設定的門限值進行比較，進而得到最終的二進制碼元[1]。因此，該方法的缺點也是顯而易見的，采樣值容易受外部噪聲等干擾信號的影響，設定的門限值會因外部環(huán)境變化而變化。

本文介紹的DPSK 解調方法，由式（6）可以看出，由于最后的計算出的DPSK 相位信息與m1，m2的符號無關，而只與m1，m2碼元是否變化有關。因此，如果當判決點的幅度小于0 時，則認為存在相位翻轉，如果當判決點的幅度大于0 時，則認為不存在相位翻轉。因此，只需利用有符號數據在 FPGA 上進行運算時其在正負值表達上的區(qū)別，即可完成DPSK 信號的抽樣判決。和傳統(tǒng)預先設定門限的方法相比，本文介紹的方法會減小出錯的機率。

5 結束語

本文主要介紹了S 模式應答機的中頻數字信號處理過程，重點介紹了DPSK 信號的解碼原理和過程，針對目前工程應用中常用方法優(yōu)缺點的介紹，介紹了一種碼元自相關的DPSK 信號解調算法，與傳統(tǒng)方法相比，該方法計算簡單，在載波相位不同步、存在頻偏的情況下任然可以正常工作，無需傳統(tǒng)方法中載波恢復的過程，易于工程實現。