周 彬, 徐靖楠, 郭 旋

(南京工程學院, 江蘇 南京 211167)

0 引 言

電力電子變壓器(Power Electronic Transformer,PET)作為一種新型變壓器,廣泛應用于交直流混合配電網,為分布式電源的接入提供并網端口。隨著分布式可再生能源、儲能技術以及直流配電網組成的交直流混合配電網快速興起,PET作為交直流混合配電網的關鍵設備-能量路由器,引起了國內外學者的廣泛研究[1-3]。

近年來,針對PET的研究熱點主要集中在拓撲結構[4-7]和控制方法[8-11]兩方面。拓撲結構方面,文獻[4-5]論述了基于傳統(tǒng)的兩電平或三電平電壓源的換流器型電力電子變壓器,結構雖然簡單,但不能進行冗余設計,不適用于中高壓電壓等級;文獻[6-7]論述了級聯H橋型多電平電力電子變壓器,雖然應用的電壓等級更加寬泛,但結構復雜、控制算法復雜。控制方法方面,文獻[8-9]采用基于PI雙閉環(huán)控制來實現對dq軸的獨立控制,雖然系統(tǒng)響應性能好,但對參數變化敏感,且解耦計算復雜,難以實現完全解耦;文獻[10-11]設計了PR控制,解決了交叉解耦問題,但抗干擾能力較差,魯棒性不強。

本文首先介紹了模塊化多電平電力電子變壓器的拓撲結構,并建立其在d-q軸坐標系下的輸入級和輸出級數學模型。然后提出一種基于反饋線性化與變結構控制器的輸入級、輸出級控制策略,解決了PET傳統(tǒng)情況下基于PI控制的交叉解耦控制策略魯棒性差、控制系統(tǒng)復雜等缺點。最后通過仿真結果分析,驗證了所提控制策略的有效性及優(yōu)越性。

1 MMC-PET拓撲結構及數學建模

MMC-PET拓撲結構如圖1所示。MMC-PET主要由輸入級、隔離級和輸出級三部分組成。輸入級采用MMC拓撲結構,隔離級采用輸入串聯輸出并聯(ISPO)隔離型DC-DC變換器拓撲結構,輸出級采用三相電壓源型逆變器(VSC)拓撲結構。輸入級MMC通過子模塊的級聯,使得電力電子變壓器能夠適用于中高壓、大功率場合;并且通過對輸入級的控制,能夠完成PET單位功率因數運行。隔離級通過將輸入級輸出的直流高壓經過H橋逆變成高頻方波,然后耦合到變壓器二次側,最終再經過H橋整流成低壓直流。輸出級主要將低壓直流逆變成低壓交流供交流負荷使用,或者提供一個端口給分布式電源接入。

1.1 MMC-PET輸入級數學建模

MMC-PET輸入級等效電路如圖2所示,每相由2個橋臂組成。每個橋臂由n個半橋子模塊(HBSM)和1個限流電感L0構成[12]。

由圖2的等效電路可知,可以依據基爾霍夫電壓定律得到

(1)

式中:usj——網側交流電壓;

uj、ij——MMC換流器輸入端電壓和電流;

Rs——線路的等效電阻;

Ls——線路的等效電感。

對式(1)進行dq變換可以得到

(2)

式中:usd、usq——網側交流電壓d軸和q軸上的分量;

ud、uq——MMC輸入端電壓在d軸和q軸上的分量;

id、iq——MMC輸入端電流在d軸和q軸上的分量。

1.2 MMC-PET輸出級數學模型

MMC-PET輸出級等效電路如圖3所示,主要由三相DC/AC逆變器和LC濾波電路組成。

根據基爾霍夫電壓定律可得:

(3)

式中:Uj、Ij——三相DC/AC逆變器的輸出電壓和電流;

U1j——三相負載的電壓;

Rf——輸出級輸出線路的等效電阻;

Lf——輸出級輸出線路的濾波電感。

對式(3)進行dq變換可以得到

(4)

式中:Ud、Uq——三相DC/AC逆變器的輸出電壓在d軸和q軸上的分量;

Id、Iq——三相DC/AC逆變器的輸出電流在d軸和q軸上的分量;

U1d、U1q——三相負載的電壓在d軸和q軸上的分量。

(5)

式中:Cf——三相DC/AC逆變器輸出線路的濾波電容;

I1j——三相負載的電流。

對式(5)進行dq變換可以得到

(6)

式中:I1d,I1q——三相負載的電流在d軸和q軸上的分量。

2 MMC-PET控制策略

2.1 輸入級控制策略

MMC-PET輸入級控制目標是使直流側母線電壓穩(wěn)定并且能夠提供無功補償,因此采用交叉解耦的雙閉環(huán)控制。同時,本文采用基于最新電平調制技術的電容電壓平衡控制策略,來實現輸入級MMC均壓控制[13]。

由式(2)可見,id、iq互相耦合,為了使系統(tǒng)解耦,現在主流使用的交叉解耦控制主要是基于PI控制,其參數適用范圍有限,并且由于控制器中存在包含參數的反饋系數,使得交叉解耦魯棒性不強。

(7)

其中:

關于上述的非線性系統(tǒng),經過計算其向量相對階(r1+r2=1+1=2)與系統(tǒng)的階數相等,因此給定輸出函數就可以使得系統(tǒng)能夠精確反饋線性化[14-15]。

選擇新的控制變量v和非線性變換坐標Z[16]:

(8)

(9)

系統(tǒng)解耦并降階為一階線性系統(tǒng):

(10)

(11)

由趨近律可以得到

(12)

式中:Sat(x)——飽和函數。

綜上可以得到,子系統(tǒng)的滑?？刂坡蔀?/p>

(13)

為了減小系統(tǒng)抖動,ε1、ε2取值應足夠小;而為了保證能有足夠的收斂速度,應同時增大k1、k2。

由此可以得到,控制輸出為

(14)

因此,MMC-PET輸入級控制框圖如圖4所示。

2.2 隔離級控制策略

隔離級采用m個結構相同的DC/DC變換器通過輸入串聯輸出并聯(ISPO)的方式連接組成。每個DC/DC變換器由單相全橋逆變器、高頻變壓器和單相全橋整流器構成。對于MMC-PET隔離級的控制主要是采用開環(huán)控制將直流變換成占比為50%的高頻方波,通過將MMC-PET輸入級輸出的直流高壓通過H橋逆變成高頻方波,然后耦合到變壓器二次側,最后再通過H橋整流成低壓直流。

2.3 輸出級控制策略

MMC-PET輸出級控制同樣采用PI電壓外環(huán)和反饋線性化與變結構控制電流內環(huán)相結合的控制結構。電壓外環(huán)實現工頻交流電壓穩(wěn)定輸出,電流內環(huán)實現對濾波電感的反饋電流和負載電流前饋補償電流進行無靜差跟蹤。對于MMC-PET輸出級控制策略,可參考MMC-PET輸入級控制策略的設計方法。MMC-PET輸出級控制框圖如圖5所示。

3 仿真測試及結果分析

搭建圖1所示拓撲結構的MMC-PET系統(tǒng)仿真模型,其中MMC-PET的輸入級控制、隔離級控制以及輸出級控制則分別采用本文所提出的控制策略。其中MMC-PET輸入級交流電壓為10 kV,額定容量為2.5 MVA;中壓側直流電壓為20 kV,低壓側直流電壓為1.5 kV,低壓側逆變器輸出電壓為0.38 kV。具體仿真參數及PI控制器參數分別如表1～表4所示。

表1 MMC-PET 輸入級仿真參數

表2 MMC-PET隔離級仿真參數

表3 MMC-PET輸出級仿真參數

表4 PI控制器參數

3.1 MMC-PET輸入級仿真

MMC-PET輸入級仿真波形如圖6所示,其中圖6(a)為網側電壓波形,相電壓峰值為8 165 V;圖6(b)為直流側輸出電壓波形,電壓值穩(wěn)定在20 kV,波動值小于1%;圖6(c)為穩(wěn)態(tài)運行時a相電壓和電流的波形,可得到電網側電壓和電流相位是相同的,MMC-PET以單位功率因數運行。

3.2 MMC-PET隔離級及輸出級仿真

MMC-PET隔離級及輸出級仿真波形如圖7所示,其中圖7(a)為隔離級低壓側直流輸出電壓,電壓值穩(wěn)定在1.5 kV,波動值小于1%;圖7(b)為輸出級輸出的三相交流電壓波形,相電壓峰值為311 V,abc相依次滯后120°;圖7(c)和圖7(d)分別為三相交流電流波形和負載功率波形。從仿真波形可以看出,采用前文設計的控制策略,輸出級輸出的波形質量較好。

3.3 不同控制方法的對比仿真

輸入級功率變化情況下的仿真波形如圖8所示,其中圖8(a)為輸入級無功功率變化情況,具體參數初始狀態(tài)給定輸入級無功功率為158 kvar,即網側輸入級功率因數為0.85;1.7 s時輸入級無功功率變?yōu)?158 kvar,即網側功率因數變?yōu)?0.85;1.8 s時輸入級無功功率變?yōu)? kvar,即保持單位功率因數運行。圖8(b)為此種運行工況下,基于傳統(tǒng)PI控制和基于反饋線性化與變結構控制兩種不同控制方法下的輸入級dq軸電流分量對比仿真波形。從仿真波形可以看出,采用前文設計的基于反饋線性化與變結構控制的方法比基于傳統(tǒng)PI控制的方法具有更強的魯棒性和快速的響應能力。

4 結 語

電力電子變壓器作為交直流混合配電網的關鍵設備,得到廣泛的關注。本文針對電力電子變壓器傳統(tǒng)情況下基于PI控制的交叉解耦控制策略魯棒性差、控制系統(tǒng)復雜等缺點,設計一種基于反饋線性化與變結構控制的MMC-PET控制策略。通過構造出PI電壓外環(huán)和反饋線性化與變結構電流內環(huán)相結合的新雙閉環(huán)控制結構,以實現對MMC-PET輸入級和輸出級控制,使得MMC-PET輸入級和輸出級既保留了交叉解耦快速性與解耦性的特點,又提高了魯棒性,對交直流混合配電網的建設具有一定的實用價值。